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详细说明高频开关电源单端反激变压器的原理与设计方法
1、引言电子信息产业的迅速发展 对高频开关式电源不断提出新的要求。据报导，全球开关电源市场规模已超过100亿美元，通信、计算机和消费电子产品是开关电源的三大主力市场。庞大的开关电源市场主要由AC／DC和DC／DC开关电源两部分组成。低功率(0—300W)的AC／DC将面向增长平稳的消费电子产品和计算机市场，大功率(750-1500W)的AC／DC电源将面向增长强劲的电信市场。DC／DC电源约占整个开关电源市场的3O%。但计算机与通信技术的快速融合，带动了DC／DC模块式电源的迅速增长。预计今后几年DC／DC电源模块增长速度将超过AC／DC电源，据估计，中国今后五年DC／DC 电源模块市场年增长将达15%，增长主要在电信领域。开关式电源技术发展趋势是高功率密度、高效率、低噪声以及表面贴装化。无论是AC／DC或DC／DC电源，除了功率晶体管外， 由软磁铁氧体磁芯制成的主变压器、扼流圈及其它电感器(如抗噪声滤波器)是极重要的元件，其磁性能和尺寸直接关系到电源的转换效率和功率密度等…。在变压器设计中，主要包括绕组设计和磁芯设计。本文主要介绍单端反激式电路以及该电路中高频变压器的设计方法。2、单端反激式变压器原理单端反激式变压器又称电感储能式变压器，图1为其工作原理简图。当高压开关管Q1被脉宽调制(Pulse Width Modulation，PWM)脉冲信号激励而导通时，直流输入电压施加到高频变压器丁的原边绕组上，在变压器次级绕组上感应出的电压使整流管D1反向偏置而阻断，此时电源能量以磁能形式存储在初级电感中：当开关管Q1截止时，原边绕组两端电压极性反向，副边绕组上的电压极性颠倒，使Dl导通，储存在变压器中的能量释放给负载。
图1 单端反激式变压器工作原理简图
单端反激式变压器一般工作于两种工作方式：(1)断续电流模式(DCM)或称“完全能量转换”：三极管导通(fnn)时储存在变压器中的所有能量在反激周期三极管断开(tof0中都转移到输出端；(2)连续电流模式(CCM)或称“不完全能量转换”：储存在变压器中的一部分能量在三极管断开(，0fr)末保留到下一个三极管导通(to )周期的开始。DCM 和CCM在小信号传递函数方面是极不相同的，其波形如图2所示。实际上，当变压器输入电压 或负载电流，I_在较大范围内变化时，必然跨越这两种工作方式。因此反激式变压器要求在DCM／CCM都能稳定工作，但在设计上是比较困难的。通常我们可以DCM／CCM临界状态作为设计基准，并配以电流模式控制PWM，此法可有效解决DCM时的各种问题。但在CCM时没有消除电路固有的不稳定问题 可用调节控制环增益偏离低频段和降低瞬态响应速度来解决CCM时因传递函数“右半平面零点”引起的不稳定。因此，△φ= Uintoon/Np =VStoff/NS
(1)即变压器原边绕组磁通必须等于副边绕组磁通。
图2 DCM、CCM的原、副边电流波形 比较图2中DCM与CCM中电流波形可以知道，DCM状态下在变压器ton期间，整个能量转移波形中具有较高的原边峰值电流，这是因为初级电感值LP相对较低，使IP急剧升高，所造成的负效应是增大了绕组损耗(winding lose)和输入滤波电容器的纹波电流，从而要求开关晶体管必须具有高电流承载能力才能安全工作。在CCM状态中，原边峰值电流较低，但开关晶体管在三极管导通(ton )状态时有较高的集电极电流，因此导致开关晶体管高功率消耗。同时为达到CCM就需要有较高的变压器原边电感值LP ，在变压器磁芯中所储存的残余能量则要求变压器的体积较DCM时要大，而其他系数是相等的。综上所述，DCM与CCM 变压器的设计是基本相同的，只是原边峰值电流的定义有些区别(CCM时，IP= Imax-Imin)。3、单端反激变压器的设计单端反激开关电源的变压器实质上是一个耦合电感，它要承担着储能、变压、传递能量等工作，其波形如图3所示。下面对工作于连续模式和断续模式的单端反激变换器的变压器设计进行总结。
图3 反激式变压器波形
3．1已知参数这些参数由设计人员根据用户的需求和电路的特点确定，包括：输入电压Uin 、输出电压Uout、每路输出功率Pout。 效率η、开关频率ƒS(或周期T) 、线路主开关管的耐压Umos。3．2计算在反激变换器中，副边反射电压即反激电压与输入电压之和不能高于主开关管的耐压，同时还要留有一定的裕量(此处假设为50V)。反激电压由下式决定：Uf=Umos-UinDCmax-50V
(2)反激电压和输出电压的关系由原、副边的匝比确定。所以确定了反激电压之后，就可以确定原、副边的匝比：NP/NS=Uf/Uout
(3)另外，反激电源的最大占空比出现在最低输入电压、最大输出功率的状态，根据在稳态下变压器的能量平衡，有：UinDCminDmax=Uf(1-Dmax)
(4)设在最大占空比时，当开关管导通，原边电流为Ip1，当开关管断开时，原边电流上升到Ip2。若Ip1为0，则说明变换器工作于断续模式，否则工作于连续模式。基于能量守恒可得：1/2(Ip1+Ip2)DmaxUinDCmin=Pout/η
(5)一般连续模式设计，我们令Ip2=3Ip1。这样就可以求出变换器的原边电流，由此可以得到原边电感：LP=DmaxUinDCmin/ƒS△IP
(6)对于连续模式，△IP= Ip2- Ip1=2Ip1；对于断续模式，△IP= Ip2。可由AWAe法求出所需磁芯：AWAe=(LPIP22104/BWK0Kj)1.14
(7)式中，AW 为磁芯窗口面积，单位为cm2；Ae为磁芯截面积，单位为cm2 ；LP为原边电感量，单位为H；Ip2为原边峰值电流，单位为A；BW为磁芯工作磁感应强度，单位为T：K0为窗口有效使用系数，根据安规的要求和输出路数决定，一般为O．2—0．4；Kj 为电流密度，一般取395A/cm2。根据求得的AWAe值选择合适的磁芯，一般尽量选择窗口长宽之比较大的磁芯，这样磁芯的窗口有效使用系数较高，同时可以减小漏感。确定了磁芯就可以求出原边的匝数。根据：NP= LPIP2104/BWAe(8)再根据原、副边的匝比关系可以求出副边的匝数。若求出的匝数不是整数，这时应该调整某些参数，使原、副边的匝数合适。为了避免磁芯饱和，应该在磁回路中加入一个适当的气隙，计算如下：lg=0.4лNp2Ae10-8/LP
(9)式中， lg为气隙长度，单位为cm；Np为原边匝数；Ae为磁芯的截面积，单位为cm2；LP为原边电感量，单位为H。至此，单端反激开关电源变压器的主要参数设计完成。应在设计完成后核算窗口面积是否够大、变压器的损耗和温升是否可以接受。同时，在变压器的制作中还有一些工艺问题需要注意。
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单端反激式开关电源实际电路原理图
实际电路原理图图 开关电源实际电路原理图图为隔离实际电路原理图。由于大功率电源中有＋24V的直流电压，所以本电源的输入电压取为24V。7815经一发光二极管抬升电位后启动UC3842工作，反馈线圈12的电压整流后经取样电阻分压回送到UC3842的误差放大器反向端来调整驱动脉冲宽度，从而改变输出电压。根据实际给定的定时元件的数值，UC3842的工作频率为166.7kHz。R4=0.5Ω为电流检测电阻，其上的检测信号经低通滤波器后与斜率补偿信号相加送到UC3842的3脚，当开关管流过的电流超过2A时，UC3842关断，从而保护了开关管不致损坏。采用斜率补偿后，电路在任何占空比条件下也变得稳定。与开关管并联的电容C4是为了消除开关管的尖峰电压。变压器采用印刷电路板变压器，不需要人工绕线，简化了变压器的制作过程，同时使整个电源的体积减小，使线圈之间完全耦合（见图4），并能根据需要很方便地增加或减少输出的组数。变压器变比为1，原边线圈和副边线圈成对叠放（为耦合得更好），再加上一组反馈线圈。由此来保证输出多组隔离的24V稳定电压。
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