IGBT模块耐压与工作频率参考值
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[日期: 10:59]&&&
IGBT的封装技术影响着系统的散热性、绝缘性、机械抗性以及杂散电感分布与结构布局等，根据不同的设计需求与应用场合选择合适的模块封装形式是十分必要的下图1展示了功率半导体器件常见的封装技术在电动汽车逆变器的选择中，多选用采用焊接/绑定线技术、带有铜底板的绝缘功率半导体模块。
图1：功率半导体的封装技术分类
IGBT功率模块开关过程是通过控制其栅极电容的充放电速度进而来实现的在理论上，通过电阻、电压或电流都可以实现对栅极电容充放电过程的控制在实际应用中，通过一个栅极电阻(或两个不同的电阻分别控制开通和关断)进行控制，是最常用的选择，因为它非常容易实现。
图2：栅极电压控制电路
栅极控制电压的最大绝对值对应于栅极绝缘电压的承受能力，目前的IGBT模块的最大绝对值一般为20V这个最大电压值不允许被超过，即使是瞬间也不行另一方面因为栅极饱和电压的随着栅极电压的上升而下降，因此，东莞电机厂在饱和导通时，应使用一个正向的控制电压，当IGBT模块在被关断和在关断状态时，应该在栅极有一个负电压使IGBT关断更可靠，防止误开通。
栅极电阻的选择在控制电路中非常关键，其阻值的大小影响着系统的功耗、开关速率以及关断电压反峰越小，开关时间越短，功耗减少，但会造成di&dt变大，产生较大的电压反峰变大，则会增加系统的驱动功耗，因此在实际选择中要根据设计需求进行综合考虑，必要时可以针对IGBT的开通与关断选取不同阻值的电阻进行分别控制以实现更好的控制策略栅极&发射极电阻(10&O到100k&O)在任何情况下都不能省略当驱动芯片处在高阻输出状态(如关闭状态或驱动芯片电源电压故障)时，能有效地防止栅极电容被意外充电，东莞电机厂避免IGBT的误导通设计电路时该电阻必须放置在靠近晶体管控制终端处。
在靠近驱动芯片的信号输出处，通常会使用一个(或多个)低电感的电容C来缓冲驱动芯片供电电源的输出电压+、&该电容与低阻的驱动电路一起，减小了驱动芯片的动态内阻，同时其提供了快速开关所需要的峰值电流对使用肖特基二极管构成的栅极电压箝位器(过压门限)有很重要的意义在IGBT模块控制端口采用过电压箝位技术，对栅极&发射极或栅极&源极间所能够允许的最大电压实现了有效的限制，同时对系统动态短路电流最大幅度也可进行限制为了优化效率，电路应尽量减少电感并靠近栅极连接实践证明，利用快速肖特基二极管的栅极箝位电路来对抗电源电压的变化，是非常有效的。
图3：栅极电压箝位
驱动芯片内部包含一个恒流源和一个固定阈值的比较器，利用比较器与事先设置好的限制值进行比较来进行故障检测的当模块发生短路时，电流会急剧上升，超过设定的阈值，触发驱动芯片内部包含的比较器，芯片会自动关断IGBT模块，从而实现对电路过饱和防护同时考虑电路中存在噪声，应允许IGBT模块的短时过压，东莞电机厂对此汽车级驱动芯片一般带有软关断与两电平关断(二级关断)功能，限制电压尖峰，同时在可承受范围内尽可能延长IGBT模块允许短路时间。
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四招解决米勒电容引起的寄生导通 你get到哪一种？ 日16:24 来源：慧聪电子网作者：八荒|&&&&如今，高度集成的门极驱动器已经包含有源米勒钳位解决方案并带有饱和压降保护、欠电压保护，对产品设计者和工业/消费生产商来说，这将降低设计的复杂度和产品尺寸。然而，解决寄生导通问题依然是设计工程师们不容回避的话题。
&&&&什么是寄生导通？
&&&&导通是指阀或臂呈现低电阻流过正向电流的状态。因寄生米勒电容而产生的米勒平台在绝缘栅双极型的过程中时常发生。事实上，米勒效应也深刻地影响着单门极的驱动应用。
&&&&寄生导通缘何而起？
&&&&基于集电极C与门极G之间的耦合，在IGBT关断期间会产生一个很高的瞬态dv/dt，使得门极VGE间电压升高而引发导通。
图1：下管IGBT因寄生米勒电容而引起导通
&&&&如图1，半桥拓扑中，上管IGBT（S1）在导通时，电压dV/dt将产生相应变化并加在下管IGBT（S1）C-E间。电流流经S2的寄生米勒电容CCG、门极驱动电阻RG、内部集成门极驱动电阻RDRIVER。电流大小估算方法如下：
&&&&该电流产生使门极电阻两端产生电压差，若此电压超过IGBT的门极驱动门限阈值，将引起寄生导通。应当注意的是，IGBT节温上升导致的IGBT门极驱动阈值下降，通常就是mv/℃级的。
&&&&下管IGBT（S2）导通时，寄生米勒电容引起的导通同样会发生在S1上。
&&&&如何有效规避米勒效应？以下四种方法可有效解决米勒效应引起的导通。
&&&&1.有源米勒钳位技术（图2）
图2：有源米勒钳位采用外加将增加驱动电路的复杂度
&&&&要想避免RG优化问题、CG的损耗和效率、负供电增加成本等问题，可采用通过门极G与射极E短路的方法来抑制因寄生米勒电容导致的导通。
&&&&这种方法可通过在门极G与射极E之间增加三级管来实现，在VGE电压达到某个值时，门极G与射极E的短路（三级管）将触发工作。这样流经米勒电容的电流将通过三极管旁路而不至于流向驱动器引脚VOUT。这种技术就叫有源米勒钳位技术。
&&&&2.减小关断电阻RGOFF（图3）
图3：独立的门极开通和关断电阻
&&&&门极导通电阻RGON影响IGBT导通期间的门极充电电压和电流；增大这个电阻将减小门极充电的电压和电流，但会增加开通损耗。
&&&&寄生米勒电容引起的导通通过减小关断电阻RGOFF可以有效抑制。越小的RGOFF同样也能减少IGBT的关断损耗，然而需要付出的代价是在关断期间由于杂散电感会产生很高的过压尖峰和门极震荡。
&&&&3.负电源供电（图4）
图4：负电源电压
&&&&采用门极负电压来安全关断，特别是IGBT模块在100A以上的应用中，是很典型的运用。在IGBT模块100A以下的应用中，处于成本原因考虑，负门极电压驱动很少被采用。典型的负电源电压电路如图4。
&&&&增加负电源供电增加设计复杂度，同时也增大设计尺寸。
&&&&4.增加电容CG（图5）
图5：G-E间增加电容
&&&&G-E间增加电容CG将影响IGBT开关的特性。CG分担了米勒电容产生的门极充电电流，鉴于这种情况，IGBT的总的输入电容为CG||CG’。门极充电要达到门极驱动的阈值电压需要更多的电荷（如图5）。
&&&&因为G-E间增加电容，驱动电源功耗会增加，相同的门极驱动电阻情况下IGBT的开关损耗也会增加。
&&& 以上四种的技术对比表格如下：
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海淀公安局网络备案编号：85IGBT强驱动电路的设计及电流尖峰抑制方案
IGBT强驱动电路的设计及电流尖峰抑制方案
中心议题：
IGBT驱动电路的工作原理分析
IGBT驱动电路可能存在的问题分析
IGBT驱动电路的电流尖峰抑制方案
解决方案：
在门极增加稳压管、二极管、电容和电阻
根据脉冲渗碳电源要求，本文设计了一种具有高可靠性、信号传输无延迟、驱动能力强等特点的IGBT强驱动电路，详细分析了工作原理，并对电路测试中出现的电流尖峰进行了抑制。在此基础上得出几个
中心议题：
IGBT驱动电路的工作原理分析
IGBT驱动电路可能存在的问题分析
IGBT驱动电路的电流尖峰抑制方案
解决方案：
在门极增加稳压管、二极管、电容和电阻
根据脉冲渗碳电源要求，本文设计了一种具有高可靠性、信号传输无延迟、驱动能力强等特点的IGBT强驱动电路，详细分析了工作原理，并对电路测试中出现的电流尖峰进行了抑制。在此基础上得出几个主要影响驱动电路的因素。实际用于大功率IGBT桥电路驱动，工作稳定可靠。结果表明，所设计的电路结构简单，驱动能力强，可靠性高，且对用变压器驱动大功率全桥电路有通用性。
在脉冲电源中，驱动电路的好坏直接关系到逆变器能否正常工作。好的驱动电路首先要保证开关管安全，其次还要使开关管具有较小的损耗。这两者之间又是矛盾的。因为由功率开关元件引起的损耗主要是开关损耗(开通损耗和关断损耗)。开关损耗与驱动脉冲信号的上升沿陡度和下降沿陡度有很大关系。下降沿和上升沿越陡，相应的开关损耗就越小，即电压和电流重迭的时间越短。但是较陡的上升沿和下降沿又会产生过大冲击电流和电压尖峰，威胁开关管的安全工作。因此要实现电源安全且高效率的工作，就要抑制或吸收这些电流和电压尖峰。这里给出了一种变压器驱动的大功率IGBT模块电路，它既具有较强的驱动能力，又能很好地吸收电压和电流尖峰。
1 驱动电路的分析及此种驱动电路存在问题
在中频脉冲渗碳电源中，能快速进行过流保护是至关重要的，而驱动脉冲无延迟地传输，对实时过流保护起至关重要作用；同时为了减少开关损耗，还要求很陡的驱动脉冲上升沿和下降沿；一些特殊场合要求紧凑而简洁、不附加驱动电源等。综合考虑以上要求，采用变压器隔离全桥驱动电路，其电路如图1所示。
图1中两个桥臂各选用一个N-MOSFET和一个P-MOSFET。两路PWM控制信号1或2为高电平时，即1为高电平，2为低电平，Q1和Q4关断，Q2和Q3导通，Q5开通。此时，Q2，Q3和T1的原边绕组就形成通路，脉冲电压加在T1的原边，相应的次边会得到驱动脉冲信号。1，2都为低电平时，Q1，Q2会同时导通，T1原边被短路，则次边无脉冲输出。MOSFET具有开通电阻小，响应快，能提供很大的瞬时开启IGBT所需的电流，可以保证驱动脉冲有较陡的上升沿和下降沿。需要说明的是，此渗碳脉冲电源的输出脉冲控制芯片采用UC3825，属于峰值电流控制型芯片，自身具有防偏磁的能力，无需加隔直电容来防止偏磁；相反，当加隔直电容时，出现两路PWM控制信号不能同时关闭的问题，在去掉此隔直电容后，问题消失。因此，在使用隔直电容防偏磁时，要注意所用芯片的控制模式。
面给出的驱动电路虽然解决了驱动信号无延时传输和提供了有较陡上升沿和下降沿的驱动脉冲，但又出现了驱动脉冲的上升沿有过冲和下降沿有很大的关断尖峰。上升沿的过冲主要是由漏感产生的，具体分析及消除此过冲的方法已有详尽讨论。下降沿的关断尖峰主要是励磁电感产生的。一般减小这两种尖峰都是通过增加 Rg(门极电阻)来实现，但是增大Rg会减缓驱动脉冲上升沿和下降沿的陡度，而增大开关损耗。
此电路具体工作过程分析如下：图2是一个脉冲周期，当正脉冲上升沿(t0～t3)到来时(这里只考虑正脉冲)，电容C相当于短路，通过二极管D和电容C可以给IGBT提供很大的瞬间电流，把驱动脉冲的上升时间缩短。图2中正脉冲就是IGBT的驱动信号，这个负脉冲的上升沿又是由另外一路驱动脉冲感应过来的，所以所要讨论的就是另一路驱动脉冲的下降沿尖峰，这四路输出脉冲是一样的，所以只要讨论一路。但是为了直观、完整，这里就把它看作是本路负脉冲的上升沿来讨论(下面提到的负脉冲都是这种情况)。当然稳压管这条支路也有电流流过，但是与加速电容C这条支路相比就很小。若不加电阻R，这个电容会经过几个脉冲周期充满电荷，而失去加速作用，所以要求电容C的电荷在每个周期上升沿到来时，电容上无存储电荷。因此在电容上并联一小阻值的电阻，给电容提供放电回路。在脉冲平顶期(t3～t4)时，IGBT的输入门极电容已经充满，门极保持高电平，此时IGBT的G-E之间相当于断开，变压器次边保持高电平。当脉冲下降沿(t4～t9)到来时，IGBT的输入电容在这段时间反向放电，需缓关，如果放电速度太快会引起极大的关断尖峰，因此需阻断通过加速电容加速放电，故在加速电容前面串联一个快恢复二极管，使其只通过稳压管放电。稳压管可以很好地吸收其尖峰，并可以控制其下降沿的陡度。
改进电路部分所加器件可以看成一个可变电阻：这个电阻在脉冲上升沿开始到IGBT弥勒平台时(t0～t2)，电阻值是很小的，主要是充电电流从加速电容这条支路流过，从而不断加快对IGBT门极电容的充电。IGBT的弥勒平台这段时间内，随着电容上电压升高，其充电电流速率在逐渐减小，到弥勒平台结束时，其充电电流速率为零，充电电流达到最大。这个可以从门极电阻上电压波形得到证实。在上升沿结束(t3)时，充电电流减小到几乎为零，从而不会出现过冲尖峰。在加速电容前加一个反向二极管阻断其快速放电通道。图3是原始的驱动波形图；图4为附加电路驱动波形；图5为满负载时驱动波形图。
2 驱动电路改进方法分析
图1中用框标出的电路就是对原有驱动电路的改进。通过在门极增加稳压管、二极管、电容和电阻，可以较好地吸收上升沿、下降沿和尖峰。
由图3和图4比较可以看出，在较小延时的情况下，应把尖峰减到最小。从图3可以看出，要减小的尖峰主要是负脉冲后沿的过冲尖峰，因为这个尖峰极有可能达到IGBT的开启电压(Vth)，这样就会造成同一桥臂的两个IGBT直通；同时由图5可以看出，在满负载(600 V／30 A)状态下，驱动波形具有很好的稳定性，而且没有大的尖峰，这就保证了IGBT稳定、安全的工作。
&驱动等效电路如图6所示。其中，Lm为变压器次边的励磁电感；Z1为稳压管(其反向相当于一个二极管，所以图中就用一个二极管来代替)；Rg为驱动电阻，Cgs为IGBT的栅极和源极之间电容；R1为线路等效电阻。由等效电路可知：
R1实际值很小，可以忽略。稳压二极管并联在D1，C1两端，它的电压是D1和C1两端电压之和。稳压二极管是随电流大小自动调整的&可变&电阻。通过改变电阻来控制上升沿和下降沿的速率，从而达到控制过冲尖峰的大小。实测Rg与驱动变压器次边反向波形如图7所示。Rg上电压波形即为励磁电感上流过的电流波形。正脉冲下降沿的过冲尖峰由励磁电感造成的：
由式(2)可以看出，在相同电流变化率情况下，励磁电感越小，励磁电感上的电压尖峰也越小，相应的IGBT G-S之间电压尖峰也越小；同时减小励磁电感还可以减小漏感，但是励磁电感减小会造成脉冲平顶的斜率加大，所以要综合考虑各种情况。
通过对上面改进电路的详细分析知道，威胁开关管安全的驱动脉冲过冲尖峰主要是由励磁电感决定的，因此尽可能减小励磁电感是减小过冲尖峰的最直接方法，同时还与稳压管的性能有很大关系。脉冲前沿上升率主要由加速电容决定，电容过小，会出现驱动脉冲前沿过缓，过大会有尖峰，所以要取合适的加速电容。电容的大小一般通过多次实验来确定。这个电容大小的选择既要考虑使脉冲上升沿较陡，又不出现尖峰。
此驱动电路已在中频脉冲渗碳电源中应用，配合器件过流过压保护电路，能较好地满足200 A／1 200 VIGBT模块的驱动要求。同时对驱动大功率的MOSFET等场驱动开关管都有很好的借鉴作用。
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广州市瑞光电子有限公司IGBT关断尖峰电压抑制方法的研究_中华文本库
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全加在了开关管两端，此时将产生很大的短路电流，ＩＧＢＴ饱和压降越小，其电流就会越大，从而损坏器件。当器件发生过流时，将短路电流及其关断时的Ｉ—Ｖ运行轨迹限制在ＩＧＢＴ的短路安全工作区，用在损坏器件之前，将ＩＧＢＴ关断来避免开关管的损坏。
‘微计算机信息，（嵌入式与ｓｏｃ）２００９年第２５卷第６－２期号。ＩＧＢＴ的输出波形如图３所示：
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ＩＧＢＴ的驱动和过流保护电路分析
根据以上的分析．本设计提出了一个具有过流保护功能的光耦隔离的ＩＧＢＴ驱动电路，如图２。
图２中，高速光耦６Ｎ１３７实现输入输出信号的电气隔离，能够达到很好的电气隔离，适合高频应用场合。驱动主电路采用推挽输出方式，有效地降低了驱动电路的输出阻抗，提高了驱动能力，使之适合于大功率ＩＧＢＴ的驱动，过流保护电路运用退集电极饱和原理，在发生过流时及时的关断ＩＧＢＴ，其中Ｖ１．ｖ３．Ｖ４构成驱动脉冲放大电路。ｖＩ和Ｒ５构成一个射极跟随器，该射极跟随器提供了一个快速的电流源，减少了功率管的开通和关断时间。利用集电极退饱和原理，Ｄ１、Ｒ６、Ｒ７和Ｖ２构成短路信号检测电路．其中Ｄ１采用快速恢复二极管，为了防止ＩＧＢＴ关断时其集电极上的高电压窜入驱动电路。为了防止静电使功率器件误导通，在栅源之间并接双向稳压管Ｄ３和Ｄ４。如是ＩＧＢＴ的门极串联电阻。
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图３ＩＧＢＴ输出信号
根据前面的原理和分析，该电路的实际电路输出波形如图
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保ＩＧＢＴ的开通和关断。
图４实际电路输出波形
（１）该驱动电路能够为ＩＧＢＴ提供＋１５ｖ和一５Ｖ驱动电压确（２）具有过流保护功能，当过流时，保护电路起作用，及时
图２ＩＧＢＴ驱动和过流保护电路
正常工作时：
当控制电路送来高电平信号时，光耦６Ｎ１３７导通，Ｖ１、Ｖ２截止，Ｖ３导通而Ｖ４截止，该驱动电路向ＩＢＧＴ提供＋１５Ｖ的驱动开启电压，使ＩＧＢＴ开通。
当控制电路送来低电平信号时，光耦６Ｎ１３７截至，ＶＩ、Ｖ２导通。Ｖ４导通而ｖ３截止，该驱动电路向ＩＢＧＴ提供一５ｖ的电压，使ＩＧＢＴ关闭。
当过流时：
当电路出现短路故障时，上、下桥直通此时＋１５Ｖ的电压几乎全加在ＩＧＢＴ上．产生很大的电流，此时在短路信号检测电路中ｖ２截止，Ａ点的电位取决于Ｄｌ、Ｒ６、Ｒ７和ｖ∞的分压决定，当主电路正常工作时，且ＩＧＢＴ导通时，Ａ点保持低电平，从而低于Ｂ点电位。所有Ａｌ输出低电平，此时Ｖ５截止，而ｃ点为高电平，所以正常工作时。输入到光耦６Ｎ１３７的信号始终和输出保持一致。当发生过流时，ＩＧＩＹｒ集电极退饱和，Ａ点电位升高，当高于Ｂ电位（即是所设置的电位）时，即是当电流超过设计定值时，Ａｌ翻转而输出高电平，ｖ５导通，从而将Ｃ点的电位箝在低电位状态，使与门４０８１始终输出低电平，即无论控制电路送来是高电平或是低电平，输人到光耦６Ｎ１３７的信号始终都是低电平，从而关断功率管。从而达到过流保护。直到将电路的故障排除后，重新启动电路。
的关断ＩＧＢＴ，防止ＩＧＢＴ损坏。
（３）本电路的可根据负载的需要动态调节最大电流，可以有很广的使用范围。
（４）本设计采用分立元件组成驱动电路，降低整个系统的成本。
本文作者创新点：采用分立元件组成具有过流保护功能的驱动电路，降低整个系统的成本。根据负载的需要动态调节最大电流，可以有很广的使用范围。参考文献
【ｌ】王永，刘志强，刘富贵．一种新型实用的ＩＧＢＴ驱动电路叨．微计算机信息，２００１，１２，１７，３７—３８
『２１富士电机．用于隔离栅极双极性晶体管（ＩＧＢＴ）的富士混合ＩＣ
驱动器手则闭．１８８—１９１
【３】李爱文．现代逆变技术及其应用呻北京：科学出版社，
２０００，９．３６－－４ｌ
［４］Ｈｅｆｎｅｒ
ＡＲ．ＡｎＩｎｖｅｓｔｉｇａｔｉｏｎｏｆ
ｔｈｅＤｒｉｖｅＣｉｒｃｕｉｔＲｅｑｕｉｒｅｍｅｎｔｓ
ｆｏｒｔｈｅｐｏｗｅｒＩＧＢＴ【Ｊ】．ＩＥＥＥ
Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ
ＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，
１９９１，６（２）：２０８－２１２．
【５】华伟．ＩＧＢＴ驱动及其短路保护电路Ｍ５７９５９Ｌ研究【Ｊ］．电力电子技术，１９９８（１０）．８８—９１．
作者简介：孙汉卿（１９８ｌ一），男，河南原阳人，硕士，主要从事超高频串联谐振逆变技术的研究：袁磊（１９８ｌ一），男．河南驻马店人，硕士，主要从事射频电路阻抗匹配技术的研究；余周
（１９６４一），男，河南博爱人。硕士，副教授，主要从事信号处理、计算机控制与应用的研究：雷进辉（１９８０一），男，河南洛阳人，学士，主要从事单片机技术的研究。
４仿真与实验
本设计电路在ｏｒＣＡＤ软件的仿真图形如下：
向驱动电路输入，高电平为＋１５ｖ，低电平为一５ｖ的方波信一２８０—３６０元／年邮局订阅号：８２－９４６
ｒＦ转第３１２页）
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