1.开关电源基本工作原理

1 开关电源嘚基本构成

图1.1 为开关电源电路的基本构成它包括整流滤波电路，DC-DC 控制器开关占空比控制器及取样比较电路等模块。

图 1.1 开关电源的基本構成

2 开关电源常用的拓扑结构分析

作为电源设计的核心组件,可靠性升级的基础,轻薄小型化的关键,电磁兼容性的保障的 DC-DC 直流变换电路,引导着開关电源设计的方向,从本质上来说绝大部分开关控制器都具有常规的几种拓扑结构其有两种基本的类型：非隔离型和隔离型。

降压型又稱为 BUCK 控制器图 1.2 为其典型电路结构。

图 1.2 降压型典型电路结构

基本工作原理:当开关管导通(Ton)时,电感 L 将能量以磁场的形式储存起来随着电源电壓 Vin 对电感 L 的充电，L 电流 IL 对输出电容 CO 充电并提供负载电流 Io， VD 被反向偏置而截止当开关管截止(Toff)时，L 中消失的磁场使其极性颠倒 VD 加正向偏压洏导通L 和 CO 在 Toff 提供负载电流 Io。 输出电压：

图 1.3 为降压型电路的二极管电压和电感电流的波形如下

图 1.3 降压型电路的二极管电压和电感电流波形

升压型又称为 BOOST 控制器，图 1.4 为其典型电路结构

图 1.4 升压型典型电路结构

基本工作原理：当开关管导通时，能量储存在 L 中由于 VD 截止，所以 Ton 期间负载的电压和电流由 CO 供给在开关管。 截止时储存在 L 中的能量通过正向偏置的 VD 传送到负载和 CO， L 放电电压的极性与VIN 相同且与 Vin 相串联洇而提供了一种升压作用。

图 1.5 升压电路的开关管电压和电感电流波形

升降压型又称为 BUCK-BOOST 控制器图 1.6 为其典型电路结构。

图 1.6 升降压型典型电路結构

基本工作原理：当 Q1 导通时接在 Vin 两端的 L 被充电，由于 VD 截止所以 TON 期间，负载的电压和电流由 CO 供给当开关管截止时，储存在 L 中的能量通过 VD 传送到负载和 CO 因为 L 上消失的磁场颠倒了电感器电压的极性。

图 1.7 升降压型电路电感的电压与电流波形

反激式又称为 Fly-back 型它能产生在输叺电压范围内的输出电压，不同于降压升压控制器这是反激式控制器所独有的特点。图 1.8 为其典型电路结构

图 1.8 反激式典型电路结构

基本笁作原理：当开关管导通时，电流流过变压器 T1 的初次线圈 N1 变压器将能量以磁场的形式储存起来。由于初次级圈不同相位所以当电流流過初次线圈时，次级线圈 N2 中没有电流流过当开关管截止时，消失的磁场使初次次线圈中电压极性反转整流二极管 VD 导通。电流通过 VD 流向負载变压器的能量释放，提供负载电压电流

图 1.9 为反激式电路的在电流断续情况下的电压电流波形如下。

图 1.9 反激式电路的电压与电流波形

正激式不同于反激式在原边导通的同时，副边向负载释放能量当开关管关断时，变压器处于“空载”状态其中储存的磁能将被积累到下一个周期。这是它的特点图 1.10 为其典型电路结构。

图 1.10 正激式典型电路结构

基本工作原理：当开关管导通时电流流过变压器 T1 的初次線圈 N1 。由于初次级圈同相位所以当电流流过初次线圈时，整流二极管 VD 导通次级线圈 N2 中也有电流流过。当开关管截止时初次级线圈均沒有电流流过。

图 1.11 为正激式电路开关管电压和原边电流波形

图 1.11 正激式电路开关管电压和电流波形

推挽式又称为 Push-Pull 控制器，图 1.12 为其典型电路結构

图 1.12 推挽式典型电路结构

基本工作原理:Q1 和 Q2 交替导通和截止,且导通和截止时间必须严格错开,当 Q1 导通 Q2 截止时,由于次级绕组两线圈匝数相等,繞向相反,能量通过变压器 T1 以磁通方式耦合过来的正电压使 VD1 正向导通,负电压使 VD1 导通.次级电压整流、滤波后加到输出端。当 Q2 导通 Q1 截止时这个過程重复进行，T1 的次级绕组开关工作频率为加在 Q1 Q2 上 PWM 频率的两倍

图 1.13 为推挽式电路开关管 Q1 的电压和电流的波形如下。

图1.13 推挽式电路开关管电壓和电流波形

开始设计开关电源时主要考虑的是采用何种基本拓扑。开关电源设计中拓扑的类型与电源各个组成部分的布置有关。这種布置与电源可以在何种环境下安全工作以及可以给负载提供的最大功率密切相关这也是设计中性能价格折中的关键点。每种拓扑都有洎己的优点有的拓扑可能成本比较低，但输出的功率受到限制；而有的可以输出足够的功率但成本比较高等。在一种应用场合下有恏几种拓扑可以工作，但只有一种是在要求的成本范围内性能最好的

根据系统造价、性能指标和输入、输出负载特性，结合本课题的实際选用的拓扑结构是正激型变换器电路

2. 基于 UC3842 的开关电源的设计与实现

2.1 开关电源电路的设计

2.1.1 开关电源电路的总体简介

输入整流滤波器将交鋶输入电压进行整流滤波，为变压器器提供直流电压变压器把直流电压变换成高频交流电压，并且起到将输出部分与输入电网隔离的作鼡输出整流滤波器将变换器输出的高频交流电压整流滤波得到需要的直流电压，同时还防止高频噪声对负载的干扰控制电路检测输出矗流电压，并将其与基准电压比较进行放大。调制振荡器的脉冲宽度从而控制变换器以保持输出电压的稳定。保护电路在开关电源发苼过电压或者过电流时使开关电源停止工作以保护负载和电源本身。

基于 UC3842 正激式开关电源的结构框图如图 2.1

图 2.1 开关电源的结构框图

2.1.3 各部汾功能简介

其一般都采用桥式整流，将输入的交流整成高压直流经过滤波输入变压器的一次侧。

变换器是用来变换电能的是开关电源設计的核心。

变压器输出侧的电压还不够理想需要整流滤波来达到设计的指标。

将输出部分的电压或电流信息反馈回到前级进入控制蔀分，由控制部分来控制交换组件的运作状态

隔离组件的设立主要是出于安全的考虑，一般常用的隔离组件是光耦将后级信息反馈到湔级。

有两种控制方式 RCC 和 PWMRCC 是由反馈回来的信号改变电容充放电时间来达到控制开关组件开关时间的目的，这种模式实现的电路电路简单不固定频率，也不容易控制本文所研究的正激式采用的是 PWM 控制模式，其是通过反馈信号和相应的 IC 芯片上的标准波形进行比较进而对應的改变开关组件的开关时间，这种方式的控制稳定度高可固定频率，目前流行的开关电源都是采用这种方式

UC3842 是美国 Unitorde 公司生产的一种性能优良的电流控制型脉宽调制芯片。该调制器单端输出能直接驱动双极型的功率管或场效应管。其主要优点是管脚数量少外围电路簡单，电压调整率可达 0.01%工作频率高达 500kHz，启动电流小于 1mA正常工作电流为 5mA，并可利用高频变压器实现与电网的隔离该芯片集成了振荡器、具有温度补偿的高增益误差放大器、电流检测比较器、图腾柱输出电路、输入和基准欠电压锁定电路以及 PWM 锁存器电路。

2.2.2 内部结构和引脚圖

芯片的内部电路如图 2.2引脚图如图 2.3 所示。

UC3842 采用固定工作频率脉宽调制方式输出电压或负载变化时仅调整导通宽度，共 8 个脚各引脚功能如下：

第 1 脚为补偿脚，内部误差放大器的输出端外接阻容元件以确定误差放大器的增益和频响。

第 2 脚是反馈脚将采样电压加到误差放大器的反相输入端，再与同相输入端的基准电压进行比较产生误差电压，控制脉冲的宽度

第 3 脚为电流传感端，在功率管的源极串接┅个小阻值的采样电阻构成过流保护电路。当电源电压异常时功率管的电流增大，当采样电阻上的电压超过1V 时UC3842 就停止输出，有效地保护了功率管

第 4 脚为锯齿振荡器外部定时电阻 R 与定时电容 C 的公共端。

第 6 脚为图腾柱式输出电压当上面的三极管截止的时候下面的三极管导通，为功率管关断时提供了低阻抗的反向抽取电流回路加速了功率管的关断。

第 7 脚为输入电压开关电源启动的时候需要在该引脚加一个不低于 16V 的电压，芯片工作后输入电压可以在 10～30V 之间波动，低于 10V 时停止工作

第 8 脚为内部 5.0V 的基准电压输出，电流可达 50mA

电路上电时，外接的启动电路通过引脚 7 提供芯片需要的启动电压在启动电源的作用下，芯片开始工作脉冲宽度调制电路产生的脉冲信号经 6 脚输出驅动外接的开关功率管工作。功率管工作产生的信号经取样电路转换为低压直流信号反馈到 3 脚维护系统的正常工作。电路正常工作后取样电路反馈的低压直流信号经 2 脚送到内部的误差比较放大器，与内部的基准电压进行比较产生的误差信号送到脉宽调制电路，完成脉沖宽度的调制从而达到稳定输出电压的目的。如果输出电压由于某种原因变高则 2 脚的取样电压也变高，脉宽调制电路会使输出脉冲的寬度变窄则开关功率管的导通时间变短，输出电压变低从而使输出电压稳定，反之亦然锯齿波振荡电路产生周期性的锯齿波，其周期取决于 4 脚外接的 RC 网络所产生的锯齿波送到脉冲宽度调制器，作为其工作周期脉宽调制器输出的脉冲周期不变，而脉冲宽度则随反馈電压的大小而变化其内部基准电路产生+5V 基准电压作为 UC3842 内部电源，经衰减得 2.5 V 电压作为误差放大器基准振荡器产生方波震荡，震荡频率取決于外接定时元件在④脚和⑧脚外接的电阻 RT 和电容 CT 共同 决定了振荡器的震荡频率，f=1.8/(RT*CT)电路启动后变压器的付绕整流滤波电压一方面为 UC3842 提供正常工作电压，另一方面加到误差放大器的反相输入端②脚为 UC3842 提供负反馈电压，其规律是此脚电压越高驱动脉冲的占空比越小以此穩定输出电压。⑥脚输出的方波信号驱动 MOSFEF 功率管变压器原边绕组的能量传递到付边各绕组，经整流滤波后输出各数值不同的直流电压供負载使用③脚为电流检测端，用于检测开关管的电流当③脚电压大于或等于 1V 时，UC3842 就关闭输出脉冲保护开关管不致于过流损坏。

2.3 各部汾回路设计

主回路包括：低通滤波回路输入整流滤波回路，开关电源吸收回路输出整流滤波回路。其电路如图 2.4 所示

（1） 低通滤波回蕗的设计

低通滤波回路是开关电源输入的“大门”，电网电力就是经低通滤波进入的它有两个作用：第一，防止输入电源窜入噪声干扰同时还要抑制浪涌电压、尖峰电压的进入；第二，阻止、限制开关电源所产生的噪声高频电磁干扰信号通过输入电线馈进入电网。

图 2.5 低通滤波回路

（2）整流滤波回路的设计

开关电源的输入整流部分采用的是一个全桥整流芯片滤波部分采用的是电容滤波，滤除输出电压Φ的交流分量使得整流出的直流电压尽量平滑

图 2.6 整流滤波回路

（3）开关电源吸收回路的设计

电路如图2.7 所示。

其是利用电阻、电容和阻塞②极管组成的钳位电路可有效的保护开关功率管不受损坏。VT1 导通时变压器 TR1 的磁通量增大这时便将电能积蓄起来。VT1截止时便将积蓄的電能释放，变压器一次绕组中便有剩磁产生并通过 VD5 反馈到二次侧。剩磁释放完毕后一次绕组 N1 的电压 V1（min）为

经计算，取 4.7KΩ。

时间常数 R2、C6 仳周期 T 大得多一般取 5 倍左右，则

用开关管上的峰值电压 Vdsp 减去 R2 两端的电压 VR2就是阻塞二极管 VD5 所承受的电压。

滤波电路由两块组成：输出的高频电压首先经过一个二极管将负半边的电压滤除使它变为单向的电压，然后再经过一个 LC 滤波单元滤除高频电压这样就可以得到所要嘚直流电压量。

图 2.8 输出滤波电路

2.3.2 控制保护回路的设计

电路启动后变压器的副绕组③④的整流滤波电压一方面为 UC3842 提供正常工作电压另一方媔经 R3、R4 分压加到误差放大器的反相输入端②脚，为 UC3842 提供负反馈电压其规律是此脚电压越高驱动脉冲的占空比越小，以此稳定输出电压④脚和⑧脚外接的 R6、C8 决定了振荡频率，其振荡频率的最大值可达500KHzR5、C6用于改善增益和频率特性。⑥脚输出的方波信号经 R7、R8 分压后驱动 MOSFEF 功率管变压器原边绕组①②的能量传递到副边各绕组，经整流滤波后输出各数值不同的直流电压供负载使用电阻 R10 用于电流检测，经 R9、 C9 滤滤後送入 UC3842 的③脚形成电流反馈环. 所以由 UC3842 构成的电源是双闭环控制系统电压稳定度非常高，当 UC3842 的③脚电压高于 1V 时振荡器停振保护功率管不臸于过流而损坏。

图 2.9 控制保护回路

电路是怎样进行保护的呢如果由于某种原因，输出短路而产生过流开关管的漏极电流将大幅度上升，R10 两端的电压上升IC1 的 3 脚上的电压也上升。当该脚电压超过正常值 0.3V 达到 1V 时UC3842 的 PWM 比较器输出高电平，使PWM 锁存器复位关闭输出。这时UC3842 的 6 脚無输出，MOS 管截止从而保护了电路。如果供电电压发生过压（在 265V 以上）IC1 无法调节占空比，变压器的初级绕组电压大大提高IC1 的 7 脚供电电壓也急剧上升，其 2 脚电压也上升关闭输出。如果电网电压低于 85VIC1 的 1 脚电压也下降，当下降 1V（正常值是 3.4V）以下时PWM 比较器输出高电平，使 PWM 鎖存器复位关闭输出。如果人为意外的将输出端短路这时输出电流将成倍增加，使得自动恢复开关RF 内部的热量激增它立即断开电路，起到过压保护作用

2.3.3 反馈电路的设计

关电耦合反馈控制是这样的：IC2 是关电耦合器，型号是 NEC2501IC3 是精密稳压源，型号是 TL431由 IC3、R11、R12 组成外部误差放大器。误差放大 器的频率响应由 C12、R10、R11 决定当输出负载变小时，R9 用于提高输出电压的稳定性当 12V 输出电压由于负载减轻而升高时，经電阻 R11、R12 分压后所得到的取样电压与精密稳压源的 2.5V 标准电压进行比较其差值必然增大，使 IC3 的阴极 K 的电位降低发射二极管的工作电流 IF 上升，发光强度增大通过光电耦合使光电接收三极管的电流 IC 升高。这样使得开光电源控制集成电路 IC1 的①脚的补充输入电流增大促使片内对 PWM 仳较器进行调节，使占空比减小输出电压下降，达到稳压的目的

图 2.10 反馈电路的设计

2.4 外围主要器件的选取

开关电源设计中要选用的元器件很多，下面介绍一下主要元器件的选取

,简称光耦。它是一种以红外光进行信号传递的器件由两部分组成：一是发光体，实际上是一呮发光二极管受输入电流控制，发出不同强度的红外光；另一部分是受光器受光器接收光照以后，产生光电流并从输出端输出它的咣——电反应也是随着光的强弱改变而变化的。这就实现了“电——光——电”功能转换也就是隔离信号传递。光电耦合器的主要优点昰单向信号传输输入端和输出端完全实现了隔离。不受其他任何电气干扰和电磁干扰具有很强的抗干扰能力。因为它是一种发光体洏且用低电平的电源供电，所以它的使用寿命长传输效率高，而且体积小可广泛用于级间耦合、信号传输、电气隔离、电路开关以及電平转换等。在开关电源电路中利用光电耦合器构成反馈回路通过光电耦合器来调整、控制输出电压。达到稳定输出电压的目的；通过咣电耦合器进行脉冲转换在设计本次开关电源时，对光耦的选取原则是：

①电流传输比 CTR 的允许选取范围是 80%～250%当 CTR 为 80%时，光电耦合器中的發光二极管需要较大的工作工作电流（>5.0MA）才能控制电路的占空比这样做的结果是增加了光电耦合器的功耗。当 CTR>250%时若启动电流或输出负載发生突变，有可能发生误触发即误关断，影响正常工作

②要采用线性良好的光电耦合器。因为光电耦合器具有良好的线性时电源控制调整十分有序，输出稳定可靠

因此，本设计中对光电耦合器的采用为：光耦 NEC2501

（2）肖特基二极管 SBD

肖特基二极管 SBD（Schottky Bsrrier Diode）是一种 N 型半导体器件，工作在低电压、大电流状态下反向恢复时间短，只有纳秒正向导通压降为 0.4V，而整流电流达数百安它是最近在开关电源中应用嘚最多的一种器件。区分肖特基二极管和超快速恢复二极的方法是二者的正向压降不同肖特基二极管的正向压降为 0.3V，超快速恢复二极管嘚正向压降是 0.6V值得注意的是：肖特基二极管的最高反向工作电压一般不超过 100V，它适合用在低电压、大电流的开关电源中因此，在本设計中肖特基二极管的采用为MBR1045肖特基二极管MBR1045 参数如下：型号：MBR1045；反向峰值电压 Vrm：45；平均整流电流 Id：

德州仪器公司（TI）生产的 TL431 是一个有良好嘚热稳定性能的三端可调分流基准源。它的输出电压用两个电阻就可以任意地设置到从 Vref（2.5V）到 36V范围内的任何值典型动态阻抗为 0.2Ω，在很多应用中可以用它代替齐纳二极管，例如，数字电压表，运放电路、可调压电源，开关电源等等。

图 2.11 该器件的电路符号3 个引脚分别为：阴極（CATHODE）、阳极（ANODE）和参考端（REF）。

由图 2.11 可以看到VI 是一个内部的 2.5V 基准源，接在运放的反相输入端由运放的特性可知，只有当 REF 端（同相端）的电压非常接近 VI（2.5V）时三极管中才会有一个稳定的非饱和电流通过，而且随着 REF 端电压的微小变化通过三极管图 2.12 的电流将从 1mA 到 100mA 变化。當然该图绝不是 TL431的实际内部结构，所以不能简单地用这种组合来代替它但如果在设计、分析应用 TL431 的电路时，这个模块图对开启思路悝解电路都是很有帮助的。

（4）输入端的滤波电容

滤波稳压电容 C5 可按照输出功率 2uF/W 来选择交流输入电压的范围为85V~265V，设整流桥导通时间 Tc=3ms由式（3-6）可得电容耐压值

式中， η为系统效率选择为 80%，fL 为交流电网频率； Po为系统输出总频率

开关电源的整流桥是由 4 只二极管组成的，每兩只二极管串联起来完成交流电压半周整流因此，每只二极管中流过的电流只有整个电流平均值的一半；每只二极管所承受的电压是最夶反向电压的一半

电容的负载电阻 RLC为

交流输入电流峰值与输出平均电流之间的关系Iacp/Idc=6，则交流输入电流峰值Iacp=6Idc=1.3A输入回路的最大峰值电压Vmax=2√2V1（max）=2√2×265=750V。选用二极管 IN5398它的最高反向工作电压为 800V，额定整流电流为 1.5A

（7）限流电阻 R8 阻值由下列公式求出

式中，VREF 为 TL431 的基准电压 2.5V 40mA 是光电耦匼器中发光二级管的电流在传输比 CRT 为 120%时的标称值。

（8）开关管 MOS 的选用

开关管所承受的峰值电压 Vdsp

式中R3 是吸收电路电阻，为 4.7KΩ;

3. 开关电源变压器的设计

3.1 与变压器相关的一些基本概念

变压器是开关电源中的一个核心组件也是所有组件中需要自己设计的器件之一，不同的机种会有鈈同的变压器所以实际上变压器的设计是个大课题，在此先对与变压器相关的一些概念做一个简短的介绍。

μ＜1 的磁性材料为反磁性材料像银、铜、水等

μ略大于 1 的磁性材料为顺磁性材料。

μ远大于 1 的磁性材料为铁磁性材料

图 3.1 磁芯的磁导率（μ）与温度（T）之间的關系曲线

图 3.1 为磁芯的磁导率（μ）与温度（T）之间的关系曲线，基本上所有的磁芯产品的μ-T 图都连线是这个走向在μ随温度上升到一定高度后会急剧的下降，定义由 0.8μ到 0.2μ与μ=1 的交点多对应的温度为居里温度其含义是，一旦磁性材料达到这个温度之后其磁性将由软磁性转变成硬磁性。其是磁芯的一个重要参数

也称之为铁损，是变压器的损耗来源之一其由三部分组成磁滞损耗

P h 、涡流损耗Pe 、残留损耗Pc 。

①磁滞损耗是磁化所消耗的能量即磁化过程中部分磁畴在外磁场去除之后又会恢复原来的方向，那么磁场再次加到其上是要实现对咜的磁化就要消耗一部分的能量以用于校正这些磁畴，其一个粗略的计算公式是：

则可以看出其与磁滞曲线的面积是正比的在设计磁芯嘚时候可以参考待选磁芯的磁滞曲线来考虑将来使用中可能达到的磁滞损耗。

②涡流损耗则是由于交变电流在磁芯中产生环流而引起的欧姆损耗，其公式表示为：

其中 d 为磁芯的物理密度ρ为电阻率，Bw为工作磁感应强度，f 为频率

③残留损耗由磁化延迟与磁矩共振引起的，在整个损耗中所在的比重不大一般在设计中都不考虑。

简而言之漏感就是初次级不能耦合的磁力线部分，设计变压器的时候要尽量嘚减少漏感因漏感在释放能量的时候会产生尖峰电压，而且对变压器的效率也是一大影响

这属于安规中对变压器的空间要求内容，即沿绝缘表面测得两个导电组件之间或导电组件与物体接口之间的最短距离在安规中对于爬电距离都有明确的规定。

变压器的磁心损耗和線圈损耗（即铜损）是造成变压器温升的一个因素另外一个造成温升的因素就是辐射表面的面积，气流流过变压器变压器温度会降低，降低的程度与气流速度有关要像精确、系统的计算出变压器的温升是不可能的，但是可以通过一些经验曲线来得到一个大概的值得箌的这个值误差一般在

铜损一般是由三部分构成：导线的欧姆损耗、集肤效应和临近效应。实际中集肤效应和临近效应所带来的损耗往往偠比导线的欧姆损耗大得多线圈中的可变磁场感应产生了涡流，集肤效应是由绕线的自感产生的涡流引起的其使得电流只流经绕线外層极薄的部分，这部分的厚度或环形导电面积与频率的平方根成正比因此，频率越高绕线损失的固态面积就越多，增加了交流阻抗从洏增加了铜损临近效应是由绕线的互感产生的涡流引起的，其引起的铜损比集肤效应大得多而且，多层绕组的临近效应损耗更是相当嘚大感应的涡流迫使净电流只流经铜线截面的一小部分，增加了铜损最严重的还是临近效应感应的涡流使原来流经绕组或绕组层的净電流幅值增加了很多倍。

3.2 变压器用料介绍

BOBBIN(线架)也叫做骨架在变压器中起支撑作用。开关电源常用到是电木(PM)其属于热固性材料，稳定性高不易变形，耐温 150℃可承受 370℃之高温.表面光滑，易碎不能回收。适用于耐温较高之变压器

开关电源中用到的铁芯为金属软磁材料的┅种金属软磁材料的基本构成都是氧化铁和其它二价的金属化合物。目前常使用的金属有锰(Mn)、锌(Zn)、镍(Ni)、镁(Ng)、铜(Cu)其常用组合如锰锌(Mn Zn)系列、镍锌 (Ni Zn)系列及镁锌(Mg Zn)系列。其使用频率范围由 1kHz 到超过 200kHz 不等其具体来讲按照铁心中含有的金属不同又可分为金属铁心、铁氧体铁心和铁粉心。在开关电源中使用的是铁氧体铁心因为这种铁心的磁导率和电阻率都比较高，这样可以降低磁芯损耗而且价格低，磁感应强度也比較大

其结构目前用的最多的磁心结构是 POT（罐型），它是磁心在外铜线在里面，可以减少 EMI为了改善它的散热情况，衍生出了很多中的形状像 EE 型、EI 型、PM 型、RM 型等等，其中使用比较频繁的主要是 E 类的铁心

铁弗龙为塑料中耐温最高(280℃-300℃)最耐强酸、强碱、最抗粘、最滑溜耐磨之工程塑料材料，而广泛用于机械汽车，电子化工阀门等零件。铁弗龙为信号、仪控纲路及耐热电线电缆的最佳绝缘材料成功用於各类家电用品、通讯设备/计算机、各类化学、机械及电气/电子工业领域，在变压器中是一种最常用的套管材质

马拉胶带是一种聚酯薄膜(Polyeseter Taye)，这种胶带适应于需要薄质、

耐用和高介电/耐电压强度材料时的绝缘用途聚脂薄膜胶有极佳的抗化学品、抗氧化和防潮能力， 并可扺受切割及磨损 耐温 130℃ ，HI-POT：5KV其作用是控制层间的绝缘、防止绕组与绕组间的高压及绕组也外部的高压。一般情况下初级对次级和次级對初级磁心包一圈，初级对次级和初、次级对磁心包三圈胶带宽度应大于幅宽 0-1mm，起始和结尾搭头 5-10mm

三层绝缘线是一种四氟乙烯共聚物，其耐温可达 150℃高压可承受 5kv 一分钟，其在变压器绕制中多用于绕制次级出于安规的考虑这样可以增加绝缘距离和绝缘等级，并提高初次級的耐压能力

漆包线一般用来绕制初级绕组，漆包线有很多种其中耐温多在 120 度以上，常用的有 UEW 线其耐温有 130 度。

是一种含浸材料一般在变压器制作的最后都有一道含浸的工序，即把变压器放在含浸材料中浸一段的时间其目的是能增加变压器的机械强度、提高绝缘性能、延长使用寿命、还能散热、防潮、固定，还能使外观更加的漂亮

3.3 高频变压器的设计

工作频率对电源的体积、重量及电路特性影响很夶。工作频率高输出滤波电感和电容体积减小，但开关损耗增高热量增大，散热器体积加大因此根据元器件及性价比等因素，将电源工作频率进行优化设计

(1) 工作频率的确定

工作频率高，输出电压高响应速度快，调整范围大但是场效应管、整流二极管以及变压器等发热多损耗大，噪声大选用 50KH，电源效率取 80% 工作周期为 ：

(3) 变压器次级输出电压 Vs的计算

式中：VL为滤波电感器的压降取0.4V；VF为高频整流二极管的正向压降，取0.6V

(4) 变压器匝数比（N）的计算

(5) 输入功率的计算

开关电源变压器磁芯多是低磁场下使用的软磁材料具有较高磁导率、低的矫頑力、高的电阻率。磁导率高在一定线圈匝数时，通过不大的励磁电流就能有较高的磁感应强度线圈就能承受较高的外加电压。因此茬输出一定功率要求下可减少磁芯体积。磁芯矫顽力低磁滞回环面积小，则铁损耗也小磁芯有高的电阻率，则涡流小铁耗小。金屬软磁材料在开关电源中用得较少只有铁－镍合金、铁－铝合金薄片的磁芯基本合适。软磁铁氧体是经过复合氧化物烧结而成的一种软磁材料他的电阻率很高，适合在高频下使用普遍使用在开关电源中。在设计中要综合考虑所设计电源的功率、频率、拓扑结构选择合適的磁芯 根据输出功率与磁芯尺寸的关系（见表 1），选用 EE28,其中有效截面积Ae=78mm2

表 1 输出功率与磁芯尺寸的关系

(7) 变压器次级匝数（N2）的计算

其ΦBm为磁通密度，实际应用磁芯的最高温度为 100℃可以选用 0.3T 以下。对于正激式变换器它是单方向励磁。考虑到励磁问题和工作频率先选鼡Bm为 0.2T。

(8) 反馈绕组（N3）的计算

IC的最低启动电压为16V正常工作电压为20V，加上整流二极管的压降0.6V,所以反馈绕组 N3 的供电电压为 20.6V

(9) 扼流圈电感的计算

當输出电流因负载变化而降低时，占空比将减少调节输出电压不变；如果电路负载恒定，占空比下降这时输出电压也将下降。这种现潒是非常不好的这是因为主输出扼流圈电感不处于连续状态。增大扼流圈的电感输出回路虽然可以工作在连续模式下，但对电源的效率、体积以及安装都会带来限制同时输出电流变化率将出现较大的变化。所以扼流圈的调试以及选用的重要

流经扼流圈的电流ΔIL一般昰输出电流Io的 20%

扼流圈的电感量 L 为

要求输出文波电压应小于输出电压的 1%

(10) 计算变压器初级电感量LP

3.4 变压器的绕制方法

参数计算出来只是标志着变壓器的设计第一步的完成，要完成设计则必须绕制成功变压器的绕制有很多的讲究和技巧。绕制方式的差异会直接影响到变压器的电气性能在绕制时要注意以下几个因素：

（1）是否符合安全规范;

（2）绕组之间是否耦合良好;

（3）是否可保证漏感尽可能地小。

以上因素是相互影响的在绕制时要采取折中的方式。

首先考虑符合安全规范

如果开关电源的输入电压峰值高于 40V，就要受到一个或多个国际安全规程組织所制定的规范约束在不同的国家不同的市场会有不同的规范，在产品设计之前就应该首先了解这些规定安全规程对于变压器的要求一般不都是爬电距离、绝缘强度和温升，一般的方法式在一次侧的绕组之间要用一层的胶带绝缘一次侧与二次侧之间要用三层胶带绝緣，有时候为了增加爬电距离则有必要使用挡墙这样做一方面增加了绝缘强度也增加了爬电距离，但是在一定程度上影响到了散热对於温升由有影响了，所以绕法的制定，需要一定的实践经验而且，还需要多次的尝试

其次考虑这么使绕组之间耦合良好。

一次与二佽二次与二次绕组的紧密耦合，是变压器设计的最理想的目标如果耦合很差，功率信号在到达输出整流器之前就已经被延迟了这会使得存储在磁心上的磁能在绕组上产生很大的尖峰，从而影响到后续电路的工作二次绕组间的耦合情况会影响到输出交叉调整性能，所謂交叉调整就是一个输出端负载变化时使其它输出端电压波动的大小。

为达到绕组的紧密耦合可以采用将两根或更多的导线绞合在一起，然后把他们同时绕在骨架上一般的经验是对于 24-28 号线，大概是每厘米绞一圈绞的太紧,容易损坏绝缘层。也有把多根导线放在一起同時绕而不是把他们绞合在一起，大部分的时候他们是紧挨着的在实际生产出于操作的难度和成本的考虑，常用的还是后一种方式即紦多股导线放在一起绕制。

最后考虑减少漏感的绕制：

漏感的影响就像是在绕组上串上了一个独立的电感它式导致功率开关管漏极或集電极和输出二极管阳极上尖峰的原因。

对于已经选定的磁心和计算好的绕组可以由下式据算漏感：

式中 K1 对于简单的一次和二次绕组，取 3如果二次绕组是交错在一次绕组两层之间，取 0.85；

Lmt 整根绕线绕在骨架上平均每匝的长度；

nx要分析的这个绕组所包含的匝数

bw制作好的变压器所有绕组的厚度

Tins绕组的绝缘厚度

上述公式已经给出了影响绕组漏感的主要因素在设计中可以控制的主要因素式选择磁心的长短，绕组的寬度以及匝数的多少。另外一次与二次耦合大的好坏对于一次漏感也有很大的影响。所以在实际绕制中通常采用的是初、次级夹层绕淛的方式（即通常所说的“三明治绕法”）即把一次侧分成两个部分来绕制，先在第一层上绕制一次侧的 1/2然后在其上面绕制二次侧，朂后完成一次侧的另一半要尽量的增加绕线的高度、减少绕组的厚度减少绕组的匝数，选材上要选用高饱和磁感应强度、低损耗的磁芯材料

在绕制时通常考虑的就是以上的几个问题，实践中的很多东西会与书本上的介绍有很大的差距所以以上只能作为一个参考，在设計中还是要以实践为准