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基于AD2S1210的雷达伺服分机轴角编码系统的研究
[导读] 雷达伺服分机主要用于对雷达天线进行精确控制、目标跟踪和指示。在执行这些任务时，需要实时地获取天线的角度信息，从而实现伺服电机的闭环控制。将雷达的天线角度——方位角和俯仰角这两个机械量变换为数码形式，这一过程称为轴角编码。旋转变压器(后面简称旋变)作为一种轴角传感器，具有精度较高、稳定可靠、环境适应强等优点，广泛应用在雷达、汽车、精密机床等领域。但是旋变得到的是模拟电压信号，需要轴角编码为数字信号才能被处理器使用。轴角编码主要有两种方法：一是结合硬件调理电路，利用处理器运行轴角转换算法计算轴角;另外一种是直
主要用于对雷达天线进行精确控制、目标跟踪和指示。在执行这些任务时，需要实时地获取天线的角度信息，从而实现伺服电机的闭环控制。将雷达的天线角度&&方位角和俯仰角这两个机械量变换为数码形式，这一过程称为。(后面简称旋变)作为一种轴角，具有精度较高、稳定可靠、环境适应强等优点，广泛应用在雷达、汽车、精密机床等领域。但是旋变得到的是模拟电压信号，需要为数字信号才能被处理器使用。主要有两种方法：一是结合硬件调理电路，利用处理器运行轴角转换算法计算轴角;另外一种是直接使用轴角数字转换芯片(RDC)。第一种方法成本低廉、实用性强，但存在转换精度不高、电路复杂和开发周期长等缺点。RDC芯片精度较高、外围电路简单，现代雷达广泛采用集成的RDC芯片完成。目前美国AD公司、日本多摩川公司和国内中船重工716所等都有相应的RDC产品。本文基于AD公司新型RDC芯片AD2S1210和TI公司TMS320LF2407A
DSP，研究设计了一套用于的系统。
1 旋变的工作原理
旋变由定子和转子组成。转子有两个相互正交的绕组，一个是激励绕组R1R2，由激励源提供激磁信号;另外一个是补偿绕组R3R4，用于避免干扰两端短接。定子同样有两个相互正交的绕组，绕组S1S2、S3S4与转子R1R2激磁信号分别正比于轴角的正弦和余弦，即：
其中，&为轴角，uR为激磁信号。
本方案中选用的是上海赢双电机有限公司生产的51XFW975型旋变，其变比为0.5，激磁频率为2 kHz(经过产方调整)，激磁电压最大为7
V峰峰值[5]。
2 系统硬件电路设计
2.1 RDC芯片外围及激磁驱动电路
AD公司的集成RDC芯片AD2S1210，是一款完整的10~16位分辨率RDC，片上集成了可编程的正弦波振荡器，能够为旋变提供所需的激磁信号。芯片的正、余弦信号输入端允许2.3~4.0
Vpp，正弦波振荡器输出激磁信号频率为2 kHz~20 kHz。内部有一个Type
II数字伺服跟踪环路负责跟踪输入的正、余弦信号，并转换为数字的位置和速度字。
AD2S1210的外围电路如图1所示。芯片共需要3组电源，即模拟电源AVDD +5 V 供电、数字电源DVDD +5 V供电以及芯片逻辑电源VDRIVE
+3.3 V。芯片逻辑电源VDRIVE之所以采用+3.3
V电压，是为了与TMS320LF2407A的接口电压相兼容。在制作印制电路板时，将三组电源的滤波退耦合电容尽量靠近芯片管脚摆放。模拟电源和数字电源地线隔离，最后通过一个0
&O电阻单点接地。分辨率选择管脚RES0和RES1接逻辑电压+3.3
V，选择16位分辨率。为了尽量减弱外界干扰和隔离地线，旋变两组定子的正余弦调制信号分别通过1:1的200
mW音频隔离变压器接入芯片。由于正余弦输入管脚输入阻抗最小值为485 k&O，故在隔离变压器输出端分别并联一个1
k&O的电阻，从而与隔离变压器实现阻抗匹配。
AD2S1210的激磁信号输出通常在EXC和/EXC输出端提供3.6 Vpp正弦信号，将产生一个7.2
Vpp差分信号。本设计采用的51XFW975型旋变的输出比为0.5，当芯片激磁信号通过单位增益驱动器加到旋变转子时，旋变两组定子输出的幅度约为差分3.6
Vpp。芯片手册给出的定子的正弦和余弦输入应该满足2.3～4.0
Vpp。但这毕竟是比较理想的情况，设计中还应该考虑到转子和定子上的隔离音频变压器损耗。同时由于装有旋变的雷达天线一般固定在雷达楼顶端的天线罩内，而伺服分机在下方的雷达室，两者通过一段较长的电缆连接。信号在这段电缆上的损耗也是要考虑的。
图2给出了本设计的激磁信号驱动电路。电路包括一级增益放大电路和后级推挽输出。双管推挽的输出为旋变提供电流驱动，输出晶体管的静态电流较小。第一级增益放大电路采用轨到轨、单电源供电运放AD8664，采用+12
V供电。增益放大分别通过电阻R410和R411、R422和R423设定。通过一段时间实验后，R410(R422)、R411(R423)电阻值分别取24
k&O和10 k&O，电路的增益为2.4。因为电路采用单电源供电，需要将激磁信号抬升至正电压范围。电阻R414和R415设定运放同相端+3.6
V直流偏置。激磁信号输出时直流偏置电压约为+2.5 V。因此，增益放大电路的直流偏置电压约为+6.2 V。2.2
k&O电阻为后级推挽电路的二极管提供偏置电路，并确定该侧的静态电流。如果输出驱动能力不够且输出尚未达到饱和，可以适当减小该电阻。
2.2 RDC芯片和DSP接口设计
AD2S1210的角码数字量可以通过16位并行总线或者4线标准SPI获取。两种数据接口方式通过芯片的串行使能missing image
file选择，高电平为并行总线方式，低电平为SPI串行方式。如图1所示，本方案选用的是DSP并行总线访问方式。角码位置寄存器更新使能missing image
file接在DSP的I/O上，在读取角码数据前触发使能刷新角码位置寄存器。AD2S1210的DB0~DB15接到TMS320LF2407A的16位外部数据总线上，片选missing
image file接DSP的外部数据存储空间使能missing image file、芯片并行数据输出使能missing image
file接DSP的外部数据存储空间读选通missing image
file。这样将AD2S1210映射到DSP的8000H开始的外部数据空间上，读写AD2S1210就可以使用数据存储器访问指令。
2.3 系统整体结构和信号测试波形
图3所示为WXR-MD-10天气与天线的整体结构图。图中左半部分为伺服分机的信号控制部分，其中就包括系统。电路板上连接旋变的6pin插座，使用双绞屏蔽电缆连接到机箱外壳的航空插座上。为了减弱伺服电机驱动信号的干扰，电机驱动信号和信号使用不同的航空插座与电缆分开连接。右半部分为雷达天线，转台内部装有旋变和无刷伺服电机。图3中间为线路连接部分，电缆通过长15
m、直径0.5 mm的双绞屏蔽电缆连通，电机驱动电缆使用长15 m、直径2
mm的屏蔽电缆。前面涉及到的屏蔽电缆，其外层金属屏蔽网全部接到模拟地线上[7]。
整个伺服系统连接好之后通电进行试验测试。图4测试的是芯片输出的激磁信号经过驱动电路放大后，测得的隔离变压器输出端的信号。其峰峰值为20.6 V，频率为2
kHz。图5为输入到AD2S1210的正弦调制信号波形，此时天线固定在某个角度上。正弦调制信号的峰峰值为3.44
V，正好满足正弦信号输入幅度要求。从两幅图可知，信号传输电缆以及旋变造成的信号衰减还是很大的。
3 系统软件设计
图6是的软件流程图。系统初始化分配一个I/O口给角码寄存器，更新使能missing image
file、两个I/O口给模式选择A1和A0，同时初始化一个定时器中断。AD2S1210有两种工作模式：配置模式和普通模式。配置模式主要用于对寄存器进行编程，普通模式主要用于角度数据的读取。在配置激磁频率、控制寄存器前，需要将模式选择输入A1和A0置高。此时芯片处于配置模式。激磁频率设置为08H，对应2
kHz。控制寄存器设置为7FH，即锁相范围默认&44&、默认使能迟滞、16位编码器分辨率。拉低模式选择输入A1和A0，退出配置模式。
一般来说，天气雷达天线做PPI扫描转速最快为6转/分钟(0.036&/ms)、天线定位精度&0.2&[4]。因此没有必要用查询的方式读取角度值，同时也不现实。软件中使用1
ms定时器中断读取轴角位置数据，这个定时间隔足够满足要求。读取角度数据的TMS320LF2407A，汇编代码如下所示：
LDP #PADATDIR&&7
LACC PADATDIR
AND #0FFC7H
SACL PADATDIR ;使能/SAMPLE下降沿，更新位置寄存器，设置模式选择A1和A0为普通模式-位置输出
LDP #8000H&&7
LACC 0,16 ;AD2S1210在外部RAM地址8000H上
LDP #aziposi_buf
SACH aziposi_读取16位轴角角码值到缓存
LDP #PADATDIR&&7
LACC PADATDIR
SACL PADATDIR ;拉高/SAMPLE，准备下次更新位置寄存器
AD2S1210作为AD公司新一代的轴角数字转换芯片，其结构简单、体积小、功能强大，具有广阔的应用前景。本文提出的基于AD2S1210、TMS320LF2407A和51XFW975型旋变的轴角解码系统，经测试能够可靠地为天气提供天线的轴角信息。采用该方案的WXR-MD-10型多普勒天气雷达目前运行稳定，已经成功部署在贵州威宁县气象局。在设计的民航西南空管局天气雷达伺服备份系统中，证明了该方案可行。
[整理编辑：中国测控网]
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测量 EVAL-AD2S1210SDZ评估板提供了跳线选项，支持使用图1所示的集成驱动器或图3所示的分立驱动器。 图4显示了分立式推挽电路和采用AD8397的集成缓冲器的信号质量。使用Rohde & Schwarz RTO1024（快速傅里叶变换FFT）分析输出信号，并测量基波和谐波功率。激励频率设置为10 kHz。 增益设置为1.54时，AD8397在两种配置中均提供5.54 V p-p的输出信号。基波功率约为18 dBm，驱动RTO1024的50 Ω典型输入阻抗。 然后，根据信号的基频和谐波功率值计算信纳比(SINAD)和总谐波失真(THD)。对于推挽电路，SINAD = 50.9615 dB，THD = 25.66%；对于AD8397缓冲器，SINAD = 54.8 dB，THD = 25.51%。这一计算使得两种配置可以相互比较。图4. 推挽和AD8397输出信号对比 下一步要证明：即使输出端存在高电流，AD8397电路也能传送激励信号。 图5所示的测试电路 通过加重输出负载确定AD8397电路性能。 图5. AD8397的带载测试电路AD8397在驱动32 Ω负载时可以输出高达310 mA的低失真输出电流。旋变器输入电阻通常在100 Ω至200 Ω范围内。图6显示了吸收AD8397输出端310 mA电流时的激励信号。输出仍能维持其信号强度，因而能够驱动典型旋变器。 图6. 吸收AD8397输出端310 mA电流如果连接到旋变器，AD8397提供的激励信号可以在AD2S1210输入范围要求内产生正弦和余弦信号。 建议 电容C1与电阻R2并联形成一个低通滤波器，用来滤除EXC和EXC输出上存在的任何噪声。选择此滤波器的截止频率时，应确保滤波器所引起的载波相移不超过AD2S1210的锁相范围。注意，C1不是必需的，因为旋变器可以滤除AD2S1210激励输出中的高频成分。 在电路验证过程中，旋变器的输出直接连接到AD2S1210输入。用户应用中经常会使用额外调整电阻和/或无源RC滤波器。在AD2S1210之前可以使用额外无源元件，但不要超过产品数据手册规定的AD2S1210最大锁相范围。外部无源元件可能会导致通道间幅度不匹配误差，这会直接转化为位置误差。因此，信号路径中推荐使用至少1%容差的电阻和5%容差的电容。 根据应用和传感器的具体要求，可以更改AD2S1210和AD8397周围的元件值。例如，通过改变电阻值，用户可以调整偏置电压、幅度和缓冲电路输出端的最大驱动能力。 常见变化 图1所示的缓冲电路可以在不做任何修改的情况下与ADI公司的其他RDC一起使用，例如AD2S1200和AD2S1205。 要改变输出幅度、驱动能力和失调电压，应适当调整无源元件。
连接/参考器件 AD2S1210分辨率可变、10位至16位旋变数字转换器，内置参考振荡器 AD8397双通道、轨到轨、高输出电流放大器 评估和设计支持 电路评估板 AD2S1210评估板(EVAL-AD2S1210SDZ)系统演示平台SDP-B (EVAL-SDP-CB1Z)设计和集成文件 原理图、布局文件、物料清单电路功能与优势
图1所示电路是一款高性能旋变数字转换器(RDC)电路，可在汽车、航空电子和关键工业等要求宽温度范围内具有高稳定性的应用中精确测量角度位置和速度。高电流驱动器AD8397可将310 mA电流驱动到32 Ω负载，从而无需分立式推挽缓冲器解决方案。 RDC常被用于汽车和工业市场，用来提供电机轴位置和/或速度反馈信息。 图1. 采用AD8397的高电流缓冲器支持AD2S1210 RDC激励信号输出（原理示意图，未显示去耦和所有连接） 电路描述 AD2S1210是一款完整的10位至16位分辨率跟踪RDC，片内集成可编程正弦波振荡器，为旋变器提供激励。由于工作环境恶劣，AD2S1210（C级和D级）的额定温度范围为-40°C至+125°C的扩展工业温度范围。 图1所示的高电流驱动器采用双通道运算放大器AD8397，用来放大AD2S1210参考振荡器激励输出并进行电平转换，从而优化与旋变器的接口。另外一路互补激励驱动电路与图1类似，从而提供一个全差分信号来驱动旋变器初级绕组。AD8397是一款低失真、高输出电流和宽输出动态范围放大器，非常适合与旋变器一同使用。AD8397能将310 mA电流驱动到32 Ω负载，以便为旋变器提供所需的功率，而无需使用传统的分立式推挽输出级。传统推挽电路需要额外的元件，与之相比，本文提供的方案可简化驱动器电路，而且功耗更低。AD8397采用8引脚窄体SOIC封装，额定温度范围为-40°C至+85°C工业温度范围。
RDC利用正弦信号来确定受正弦波参考信号激励的旋变器的角度位置和/或速度。 初级绕组上的旋变器激励参考信号被转换为两个正弦差分输出信号：正弦和余弦。 正弦和余弦信号的幅度取决于实际的旋变器位置、旋变器转换比和激励信号幅度。
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