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动手搭建1KW纯正弦逆变器---已公布全部电路2!
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你可能喜欢　　1．车载逆变器电路工作原理图1电路中，由芯片1及其外围电路、三极管VT1、VT3、MOS功率管VT2，VT4以及T1组成12V直流变换为220V／50kHz交流的逆变电路。由芯片IC2及其外围电路、三极管VT5、VT8、MOS功率管VT6、VT7、VT9、VT10以及220V／50kHz整流、滤波电路VD5-VD8、C12等共同组成220V／50kHz高频交流电变换为220V／50Hz工频交流电的转换电路，最后通过XAC插座输出220V／50Hz交流电供各种便携式电器使用。
　　图1中IC1、IC2采用了TL494CN(或KA7500C)芯片，构成车载逆变器的核心控制电路。TL494CN是专用的双端式开关控制芯片，其尾缀字母CN表示芯片的封装外形为双列直插式塑封结构，工作温度范围为0℃～70℃，极限工作电源为7V～40V，最高工作为300kHz。
　　TL494芯片内置有5V基准源，稳压精度为5V&5％，能力为10mA，并通过其14脚进行输出供外部电路使用。TL494芯片还内置2只功率输出管，可提供500mA的驱动能力。TL494芯片的内部电路如图2所示。
　　图1电路中IC1的15脚外围电路的R1、C1组成上电软启动电路。上电时C1两端的电压由0V逐步升高，只有当C1两端电压达到5V以上时，才允许IC1内部的脉宽调制电路开始工作。当电源断电后，C1通过R2放电，保证下次上电时的软启动电路正常工作.
　　IC1的15脚外围电路的R1、Rt、R2组成过热保护电路，Rt为正热敏电阻，常温阻值可在150&O～300&O范围内任选，适当选大些可提高过热保护电路启动的灵敏度。
　　热敏电阻Rt安装时要紧贴于MOS功率开关管VT2或VT4的金属散热片上，这样才能保证电路的过热保护功能有效。
　　ICl的15脚的对地电压值U是一个比较重要的参数，图1电路中U&V&R2&(R1+Rt+R2)V，常温下的计算值为U&6.2V。结合图1、图2可知，正常工作情况下要求IC1的15脚电压应略高于16脚电压(与芯片14脚相连为5V)，其常温下6.2V的电压值大小正好满足要求，并略留有一定的余量。
　　当电路工作异常，MOS功率管VT2或VT4的温升大幅提高，热敏电阻Rt的阻值超过约4k&O时，IC1内部比较器1的输出将由低翻转为高电平，IC1的3脚也随即翻转为高电平状态，致使芯片内部的PWM比较器、&或&门以及&或非&门的输出均发生翻转，输出级三极管VT1和三极管VT2均转为截止状态。当IC1内的两只功率输出管截止时，图1电路中的VT1、VT3将因基极为低电平而饱和导通，VT1、VT3导通后，功率管VT2和VT4将因栅极无正偏压而处于截止状态，逆变电源电路停止工作。
　　IC1的1脚外围电路的VDZ1、R5、VD1、C2、R6构成12V输入电源过压保护电路，VDZ1的稳压值决定了保护电路的启动门限电压值，VD1、C2、R6还组成保护状态维持电路，只要发生瞬间的输入电源过压现象，保护电路就会启动并维持一段时间，以确保后级功率输出管的安全。考虑到汽车行驶过程中电瓶电压的正常变化幅度大小，通常将稳压管VDZ1的稳压值选为15V或16V较为合适。
　　IC1的3脚外围电路的C3、R5是构成上电软启动时间维持以及电路保护状态维持的关键性电路，实际上不管是电路软启动的控制还是保护电路的启动控制，其最终结果均反映在IC1的3脚电平状态上。电路上电或保护电路启动时，IC1的3脚为高电平。
　　当IC1的3脚为高电平时，将对C3充电。这导致保护电路启动的诱因消失后，C3通过R5放电，因放电所需时间较长，使得电路的保护状态仍得以维持一段时间。
　　当IC1的3脚为高电平时，还将沿R8、VD4对电容C7进行充电，同时将电容C7两端的电压提供给IC2的4脚，使IC2的4脚保持为高电平状态。
　　从图2的芯片内部电路可知，当4脚为高电平时，将抬高芯片内死区时间比较器输入端的电位，使该比较器输出保持为恒定的高电平，经&或&门、&或非&门后使内置的三极管VT1和三极管VT2均截止。图1电路中的VT5和VT8处于饱和导逋状态，其后级的MOS管VT6和VT9将因栅极无正偏压而都处于截止状态，逆变电源电路停止工作。
　　IC1的5脚外接电容C4(472)和6脚外接电阻R7(4k3)为脉宽的定时元件，所决定的脉宽调制频率为fosc=1.1&(0.)kHz&50kHz。即电路中的三极管VT1、VT2、VT3、VT4、变压器T1的工作频率均为50kHz左右，因此T1应选用高频铁氧体磁芯变压器，变压器T1的作用是将12V脉冲升压为220V的脉冲，其初级匝数为20&2，次级匝数为380。
　　IC2的5脚外接电容C8(104)和6脚外接电阻R14(220k)为脉宽调制器的定时元件，所决定的脉宽调制频率为fosc1.1&(C8&R14)=1.1&(0.1&220)kHz&50Hz。
　　R29、R30、R27、C11、VDZ2组成xAC插座220V输出端的过压保护电路，当输出电压过高时将导致稳压管VDZ2，使IC2的4脚对地电压上升，芯片IC2内的保护电路动作，切断输出。
　　车载逆变器电路中的MOS管VT2、VT4有一定的功耗，必须加装散热片，其他器件均不需要安装散热片。当车载逆变器产品持续应用于功率较大的场合时，需在其内部加装12V小风扇以帮助散热。
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最大功率跟踪逆变器的设计与实现
来源：本站整理
作者：网络日 09:56
[导读] 为解决直流逆变交流的问题，有效地利用能源，让电源输出最大功率，设计了高性能的基于IR2101最大功率跟踪逆变器，并以SPMC75F2413A单片机作为主控制器。高电压、高速功率的MOSFET或I
为解决直流逆变交流的问题，有效地利用能源，让电源输出最大功率，设计了高性能的基于IR2101最大功率跟踪逆变器，并以SPMC75F2413A单片机作为主控制器。高电压、高速功率的MOSFET或IGBT驱动器IR2101采用高度集成的电平转换技术，同时上管采用外部自举电容上电，能够稳定高效地驱动MOS管。该逆变器可以实现DC/AC的转换，最大功率点的跟踪等功能。实际测试结果表明，该逆变器系统具有跟踪能力强，稳定性高，反应灵敏等特点，该逆变器不仅可应用于普通的电源逆变系统，而且可应用于光伏并网发电的逆变系统，具有广泛的市场前景。
　　随着工业和科学技术的不断发展，对电能质量的要求将越来越高，包括市电电网在内的原始电能的质量可能满足不了设备要求，必须经过电力电子装置变换后才能使用，而DC／AC逆变技术在这种变换中将起到重要的作用。根据市场趋势，逆变器的选型安装越来越倾向于小型化、智能化、模块化等方向发展，其控制电路主要采用数字控制，系统的安全性，可靠性以及扩展性，同时将各个完善的保护电路考虑其中。因此，这里提出一种基于IR2101的最大功率跟踪逆变器设计方案。
　　1 IR2101简介
　　IR2101是双通道、栅极驱动、高压高速功率驱动器，该器件采用了高度集成的电平转换技术，大大简化了逻辑电路对功率器件的控制要求，同时提高了驱动电路的可靠性。同时上管采用外部自举电容上电，使驱动电源数目较其他IC驱动大大减少，在工程上减少了控制变压器体积和电源数目，降低了产品成本，提高了系统可靠性。
　　IR2101采用HVIC和闩锁抗干扰制造工艺，集成DIP、SOIC封装。其主要特性包括：悬浮通道电源采用自举电路；功率器件栅极驱动电压范围10～20 V；逻辑电源范围5～20 V，而且逻辑电源地和功率地之间允许+5 V的偏移量；带有下拉电阻的CNOS施密特输入端，方便与LSTTL和CMOS电平匹配；独立的低端和高端输入通道。IR2101的内部结构框图如图1所示。
图1 IR2101的内部结构框图
　　图1中，HIN为逻辑输入高；LIN为逻辑输入低；VB为高端浮动供应；HO为高边栅极驱动器输出；Vs为高端浮动供应返回；Voc为电源；LO为低边栅极驱动器输出；COM为公共端。
　　2 系统硬件设计
　　根据系统设计功能需求，其硬件组成框图如图2所示。该系统硬件设计是由SPMC75F2413A单片机主控制器模块、外部供能系统(普通或光伏)、斩波电路模块、IR2101逆变电路模块和最大功率跟踪外部电路模块组成。通过最大功率跟踪外部电路模块检测外部电压，将检测值返回到SPMC75F2413A主控制器中。斩波电路模块通过主控制器对其控制，实现最大功率跟踪。外部供能系统是为各个模块提供电源。IR2101逆变电路模块主要实现DC／AC的转换，并由斩波电路为其提供最大功率点的电能。
图2 系统硬件总体设计框图
　　图2中的SPMC75F2413A单片机正常工作电压为5 V。但是其他模块所加的电压不同，斩波电路模块与IR2101逆变电路模块所加的电压为15 V。因为IR2101的正常工作电压为10～20V。
　　2．1 IR2101逆变电路
　　IR2101逆变电路原理图如图3所示，H1、H2为IR2101集成驱动芯片，VQ1、VQ2、VQ3、VQ4为MOS管，Up、Un、Vp、Vn是SPMC75F2413A单片机中输出的两相四路PWM波。其中Up、Un是一相PWM波的上下臂，Vp、Vn为另一相PWM波的上下臂，由于单片机中输出的PWM波不能驱动大功率MOS管，因此利用IR2101的电容自举功能，通过二极管VD1、VD2(采用肖特基管所具有的快恢复功能，提升电容充电电压，关断过程减少消耗能量)对自举电容C1、C2进行充电，以此提升驱动MOS管的信号电压，使其具有扩大信号输出的功能，扩大后的信号PWM波就能有序地控制VQ-1、VQ2、VQ3、VQ4的通断，在逆变电路中同一相的上下臂的驱动信号是互补。
图3 　IR2101逆变电路原理图
　　当Up输入高时，HO输出也为高，通过IR2101的电容自举功能，就能控制VQ1导通，此时由于LO输出为低，不能驱动VQ2，因此VQ2处于关断状态，同时Vp也输入一个高电平，即HO为高，使VQ4处于导通状态，而此时VQ3处于关断状态，因此T1&VQ1&R5(负载)&VQ4&GND形成一个通路。反之，当Up、Vp为低电平，Un、Vn为高电平时，即电流的主要流向为T1&VQ3&R5(负载)&VQ2&GND，4个MOS管开关器件有序地交替通断，进而在R5(负载)处形成了交流电。在实际应用中为了防止上下臂同时导通而造成短路，在软件设计的过程中，添加了死区时间，来保护整个电路。
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22:57:49&&&来源:电子发烧友 &&
　　笔者曾用过300W，利用12V/60AH蓄电池向上述家用电器供电，一次充满电后，可使用近5小时。标称功率300W的逆变，用于家庭电风扇、电视机，以及日常照明等是不成问题的。不过，即使蓄电池电压充足，启动180立升的电冰箱仍有困难，因启动瞬间输出电压下降为不足180V而失败。电冰箱压缩机标称功率多为100W左右，实际启动瞬间电流可达2A以上，若欲使启动瞬间降压不十分明显，必须将输出功率提高至600VA。如在增大输出功率的同时，采用PWM稳压系统，可使启动瞬间降压幅度明显减小。无论电风扇还是电冰箱，应用逆变电源供电时，均应在逆变器输出端增设图1中的LC滤波器，以改善波形，避免脉冲上升沿尖峰击穿电机绕组。
　　采用双极型开关管的逆变器，基极驱动电流基本上为开关电流的1/β，因此大电流开关电路必须采用多级放大，不仅使电路复杂化，可靠性也变差?而且随着输出功率的增大，开关管驱动电流需大于集电极电流的1/β，致使普通驱动IC无法直接驱动。虽说采用多级放大可以达到目的，但是波形失真却明显增大，从而导致开关管的导通/截止损耗也增大。目前解决逆变电源及UPS的驱动方案，大多采用MOS FET管作开关器件。
　　1、MOSFET管的应用
　　近年来，金属氧化物绝缘栅场效应管的制造工艺飞速发展，使之漏源极耐压(VDS)达kV以上，漏源极电流(IDS)达50A已不足为奇，因而被广泛用于高频功率放大和开关电路中。
　　除此而外，还有双极性与MOS FET管的混合产品，即所谓IGBT绝缘栅双极晶体管。顾名思义，它属MOS FET管作为前级、双极性三极管作为输出的组合器件。因此，IGBT既有绝缘栅场效应管的电压驱动特性，又有双极性三极管饱合压降小和耐压高的输出特性，其关断时间达到0.4μs以下，VCEO达到1.8kV，ICM达到100A的水平，目前常用于电机变频调速、大功率逆变器和等电路中。
　　一般中功率开关电源逆变器常用MOS FET管的并联推挽电路。MOS FET管漏-源极间导通电阻，具有电阻的均流特性，并联应用时不必外加均流电阻，漏源极直接并联应用即可。而栅源极并联应用，则每只MOS FET管必须采用单独的栅极隔离电阻，避免各开关管栅极电容并联形成总电容增大，导致充电电流增大，使驱动电压的建立过程被延缓，开关管导通损耗增大。
　　2、MOSFET的驱动
　　近年来，随着MOS FET生产工艺的改进，各种开关电源、变换器都广泛采用MOS FET管作为高频高压开关电路，但是，专用于驱动MOS FET管的集成电路国内极少见。驱动MOS FET管的要求是，低输出阻抗，内设灌电流驱动电路。所以，普通用于双极型开关管的驱动IC不能直接用于驱动场效应管。
　　目前就世界范围来说，可直接驱动MOS FET管的IC品种仍不多，单端驱动器常用的是UC3842系列，而用于推挽电路双端驱动器有SG3525A(驱动N沟道场效应管)、SG3527A(驱动P沟道场效应管)和SG3526N(驱动N沟道场效应管)。然而在开关电源快速发展的近40年中，毕竟有了一大批优秀的、功能完善的双端输出驱动IC。同时随着MOS FET管应用普及，又开发了不少新电路，可将其用于驱动MOS FET管，解决MOS FET的驱动无非包括两个内容：一是降低驱动IC的输出阻抗;二是增设MOS FET管的灌电流通路。为此，不妨回顾SG3525A、SG3527A、SG3526N以及单端驱动器UC3842系列的驱动级。
　　图2a为上述IC的驱动输出电路(以其中一路输出为例)。振荡器的输出脉冲经或非门，将脉冲上升沿和下降沿输出两路时序不同的驱动脉冲。在脉冲正程期间，Q1导通，Q2截止，Q1发射极输出的正向脉冲，向开关管栅极电容充电，使漏—源极很快达到导通阈值。当正程脉冲过后，若开关管栅—源极间充电电荷不能快速放完，将使漏源极驱动脉冲不能立即截止。为此，Q1截止后，或非门立即使Q2导通，为栅源极电容放电提供通路。此驱动方式中，Q1提供驱动电流，Q2提供灌电流(即放电电流)。Q1为发射极输出器，其本身具有极低的输出阻抗。
　　为了达到上述要求，将普通用于双极型开关管驱动输出接入图2b的外设驱动电路，也可以满足MOS FET管的驱动要求。设计驱动双极型开关管的集成电路，常采用双端图腾柱式输出两路脉冲，即两路输出脉冲极性是相同的，以驱动推挽的两只NPN型三极管。为了让推挽两管轮流导通，两路驱动脉冲的时间次序不同。如果第一路输出正脉冲，经截止后，过一死区时间，第二路方开始输出。两路驱动级采用双极型三极管集射极开路输出，以便于取得不同的脉冲极性，用于驱动NPN型或PNP型开关管。
　　图2b中接入了PNP型三极管Q和二极管D，其作用是分别使驱动电流和灌电流分路。前级驱动IC内部缓冲器的发射极，在负载电阻R1上建立未倒相的正极性驱动脉冲使三极管Q截止。在驱动脉冲上升沿开始，正极性脉冲通过二极管D加到MOS FET开关管栅—源极，对栅源极电容CGS充电，当充电电压达到开关管栅极电压阈值时，其漏源极导通。正脉冲持续期过后，IC内部缓冲放大器发射极电平为零，输出端将有一定时间的死区。此时，Q的发射极带有CGS充电电压，因而Q导通，CGS通过Q的ec极放电，Q的集电极电流为灌电流通路。R2为开关管的栅极电阻，目的是避免开关管的栅极在Q、D转换过程中悬空，否则其近似无穷大的高输入阻抗极容易被干扰电平所击穿。采用此方式利用普通双端输出集成电路，驱动MOS FET开关管，可以达到比较理想的效果。为了降低导通/截止损耗，D应选用快速开关二极管。Q的集电极电流应根据开关管决定，若为了提高输出功率，每路输出采用多只MOS FET管并联应用，则应选择ICM足够大的灌流三极管和高速开关二极管。
　　3、TL494简介
　　目前所有的双端输出驱动IC中，可以说美国德克萨斯仪器公司开发的TL494功能最完善、驱动能力最强，其两路时序不同的输出总电流为SG3525的两倍，达到400mA。仅此一点，使输出功率千瓦级及以上的开关电源、DC/DC变换器、逆变器，几乎无一例外地采用TL494。虽然TL494设计用于驱动双极型开关管，然而目前绝大部分采用MOS FET开关管的设备，利用外设灌流电路，也广泛采用TL494。为此，本节中将详细介绍其功能及应用电路。其内部方框图如图3所示。其内部电路功能、特点及应用方法如下：
　　A.内置RC定时电路设定频率的独立锯齿波振荡器，其振荡频率fo(kHz)=1.2/R(kΩ)·C(μF)，其最高振荡频率可达300kHz，既能驱动双极性开关管，增设灌电流通路后，还能驱动MOS FET开关管。
　　B.内部设有比较器组成的死区时间控制电路，用外加电压控制比较器的输出电平，通过其输出电平使触发器翻转，控制两路输出之间的死区时间。当第4脚电平升高时，死区时间增大。
　　C.触发器的两路输出设有控制电路，使Q1、Q2既可输出双端时序不同的驱动脉冲，驱动推挽开关电路和半桥开关电路，同时也可输出同相序的单端驱动脉冲，驱动单端开关电路。
　　D.内部两组完全相同的误差放大器，其同相输入端均被引出芯片外，因此可以自由设定其基准电压，以方便用于稳压取样，或利用其中一种作为过压、过流超阈值保护。
　　E.输出驱动电流单端达到400mA，能直接驱动峰值电流达5A的开关电路。双端输出脉冲峰值为2×200mA，加入驱动级即能驱动近千瓦的推挽式和桥式电路。
TL494的各脚功能及参数如下：第1、16脚为误差放大器A1、A2的同相输入端。最高输入电压不超过VCC+0.3V。第2、15脚为误差放大器A1、A2的反相输入端。可接入误差检出的基准电压。第3脚为误差放大器A1、A2的输出端。集成电路内部用于控制PWM比较器的同相输入端，当A1、A2任一输出电压升高时，控制PWM比较器的输出脉宽减小。同时，该输出端还引出端外，以便与第2、15脚间接入RC频率校正电路和直接负反馈电路，一则稳定误差放大器的增益，二则防止其高频自激。另外，第3脚电压反比于输出脉宽，也可利用该端功能实现高电平保护。第4脚为死区时间控制端。当外加1V以下的电压时，死区时间与外加电压成正比。如果电压超过1V，内部比较器将关断触发器的输出脉冲。第5脚为锯齿波振荡器外接定时电容端，第6脚为锯齿波振荡器外接定时电阻端，一般用于驱动双极性三极管时需限制振荡频率小于40kHz。第7脚为接地端。第8、11脚为两路驱动放大器NPN管的集电极开路输出端。当第8、11脚接Vcc，第9、10脚接入发射极负载电阻到地时，两路为正极性图腾柱式输出，用以驱动各种推挽开关电路。当第8、11脚接地时，两路为同相位驱动脉冲输出。第8、11脚和9、10脚可直接并联，双端输出时最大驱动电流为2×200mA，并联运用时最大驱动电流为400mA。第14脚为内部基准电压精密稳压电路端。输出5V±0.25V的基准电压，最大负载电流为10mA。用于误差检出基准电压和控制模式的控制电压。TL494的极限参数：最高瞬间工作电压(12脚)42V，最大输出电流250mA，最高误差输入电压Vcc+0.3V，测
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本帖最后由 佳恒电子 于
19:10 编辑
&&本板为逆变的后级部分，也就是逆变器后面DC-AC部分，输入DC 300V，输出AC 220V。 在12VDC - 300VDC升压板后，加上该后级，就是一个电路简单，但输出功率大的逆变器。
后级电路板全图
19:04 上传
板上的驱动板近照
19:05 上传
输出波形：方波
转换电压：DC300V-AC220V& && &
最大功率：2000W
转换效率：约98%&&左右& && && && &
长宽高尺寸：13.6*5.5*4.5 CM
&&功能方面有输出短路保护、12V欠压保护，带LED电量指示灯接口。连接也很简单，共6根线，DC300V输入两根，AC220V输出两根，电池12V两根（插头连接）。
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输出是方波，应该没多少人感兴趣，建议楼主还是搞下正弦波的好
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c4916 发表于
输出是方波，应该没多少人感兴趣，建议楼主还是搞下正弦波的好
是方波的，方波逆变器效率比正弦波的高，价格低，多数情况下足够了
正弦波的价格贵很多，不是每人都需要正弦波的
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TL494做的吧
<p id="rate_210" onmouseover="showTip(this)" tip="老師給我們講課了&经验 + 15 点
" class="mtn mbn">
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佳恒电子 发表于
是方波的，方波逆变器效率比正弦波的高，价格低，多数情况下足够了
方波的简单，一般点灯还可以，对于要求高的电器就不行了，特别是带感性的负载，而且对电器还有一定伤害
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c4916 发表于
方波的简单，一般点灯还可以，对于要求高的电器就不行了，特别是带感性的负载，而且对电器还有一定伤害
这种基本 的我当然知道了
需要电灯照明用的，就没有必要用正弦波。
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正弦波的 贵很多的。现在太阳能那种逆变 很多都是正弦波，风扇什么的都可以
平时上班忙，如我不在线的时候，标准语后直接打到在支付宝即可， *奕平。平时一般发中通，天天快递。
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佳恒电子 发表于
这种基本 的我当然知道了
需要电灯照明用的，就没有必要用正弦波。
如果单单是电灯用的就没必要做成方波了，直接整流成220直流就行了
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c4916 发表于
如果单单是电灯用的就没必要做成方波了，直接整流成220直流就行了
直流输出的我也有，但接错感性负载就坏了，比如阻容降压的LED球泡
方波的停电可以供照明、电脑、彩电、风扇等电器使用，我的客户群多数是县城和农村市场。
客户需要的就是这种逆变器，满足停电之时的应急即可
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这种电路做出的逆变器成本200元左右
而2000W的纯正弦波逆变器，好的价格一般在1500元以上。
方波逆变器可以满足多数人停电的应急需求了， 没有多少人买价格昂贵的纯正弦波逆变器，毕竟不是所有人都是土豪
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其实如果输出方波倒不如干脆去掉逆变部分直接使用直流300伏，反正现如今大部分电器都是开关电源的。
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楼主& && && && & 自己做的吗 ，很专业
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<font color="#2698873 发表于
楼主& && && && & 自己做的吗 ，很专业
是的，自己设计开放的
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jckm 发表于
其实如果输出方波倒不如干脆去掉逆变部分直接使用直流300伏，反正现如今大部分电器都是开关电源的。
嗯，我的贝尔金400W逆变器，一个输出座子是220V阶梯方波，但部分被动PFC的台式电脑用不了，所以另外一个输出座子是300V左右的直流电，并了一个高压电容耐冲击。
IC就没必要打磨了吧，送店维修不便，H桥后极功率如果真有这么大，供电又才12V，那前级得一百多A的电流，所以还是做成12V/24V可切换的适应范围更广。
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jckm 发表于
其实如果输出方波倒不如干脆去掉逆变部分直接使用直流300伏，反正现如今大部分电器都是开关电源的。
我自己就是这么做的，开关电源的负载用起来还是很不错的
矿DIY（4）奖
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