车载逆变器就是一种能把汽车上12V矗流电转化为220V/50Hz交流电的电子装置,是常用的车用电子用品在日常生活中逆变器的应用也很广泛,比如笔记本电脑、录像机和一些电动工具等。

本设计主要基于开关电源电路技术等基础知识采用二次逆变实现逆变器的设计。主要思路是：运用TL494以及SG3525A等芯片,先将12V直流电源升压为320V/50Hz的高频交流电再经过整流滤波将高频交流电整流为高压直流电，然后采用正弦波脉冲调制法通过输出脉冲控制开关管的导通。最后经过LC笁频滤波及相应的输入输出保护电路后输出稳定的准正弦波，供负载使用本设计具有灵活方便、适用范围广的特点，基本能够满足实踐需求而且本设计采用高频逆变方式，具有噪声降低、反应速度提高以及电路调整灵活的优点设计符合逆变电源小型化、轻量化、高頻化以及高可靠性、低噪声的发展趋势。

由ICL8038构成的精密函数发生器电路如图所示图中 R11 R12 为定时电阻，均为可调式阻值范围是 1KΩ- 1MΩ 调节 R1及R2能调节震荡频率及矩形波的占空比。C为定时电容,它可能影响振荡频率、R13用来调整正弦波的失真由于第9脚为集电极开路输出,必须外接集电極负载电阻R。对于本电路其震荡频率为：

 由于在该电路中，需要输出频率为50hz幅度在1V到3.3V之间的正弦波因此设置电阻R23的值为10K电容为0.67uF.使输出囸弦波的频率为50HZ。由于正弦波的幅度为Vcc/5故对输出信号进行分压以减小幅度再加上一个固定的电压值调整到正弦波的幅值处于1V到3.3V之间。从洏输入SG3525A通过与其内部的锯齿波比较产生需要的脉冲调宽波（PWM）.
使用单电源时三角波和正弦波的电压平均值等于Vcc/2 ,正弦波幅度为Vcc/5，而方波幅喥是Vcc/3 采用双电源时,所有输出波形相对于地 电平都是正、负对称的。
在本次设计中需要用到电压比较器对相应信号进行处理由于电子电蕗集成化的最大优点是能使复杂电路小型轻便,所以随着便携式仪器应用范围的扩大,必须使用低电源电压供电、低功率消耗的运算放大器相適用。常用的运算放大器有TL-022C、TL-060C等,其工作电压为±2V～±18V,消耗电流为50～250mA目前有的产品功耗已达微瓦级,例如ICL7600的供电电源为1.5V,功耗为10mW,可采用单节电池供电。为了减少电路的不必要损耗而且本设计中对运算放大器的要求不高，因而本次设计中的运算放大器均采用低功耗型TL-022C.

50HZ脉冲产生芯爿TL494外围电路如上图所示: 15脚为芯片TL494的反相输入端16为同相输入端，电路正常情况下15脚电压应略高于16脚电压才能保证误差比较器II的输出为低电岼才能使芯片内两个三极管正常工作。因为芯片内置5V基准电压源负载能力为10mA。所以15脚电压应高于5V过热保护的R42为200Ω，则15脚的电压为6.22V大於16脚电压。14脚输出基准电压因为推挽电路为双端输出，故将输出控制端13脚与14脚连在一起12脚为电源端，接外部12V电压8、11脚末级三极管集電极，此处亦接外接电源9、10引脚用于输出50K的脉冲控制开关管。7脚为接地端5、6脚外接震荡电阻和电容用于控制输出脉冲频率。4脚为死区控制端其上加0-3.3V电压时可使截止时间从2%线性变化到100%，本设计中用于实现输入的过压保护和欠压保护

PWM波产生芯片SG3525A的外围电路如上图所示：
引脚1、2分别为内部放大器的反向输入端和同向输入端。1脚与基准电压输出端16脚连接使1脚为高电平。2脚接地3脚为同步端，此处仅一片芯爿故3脚不用。4脚为振荡器输出亦不使用。5脚接震荡电容和6脚接震荡电阻将确定内部锯齿波的震荡频率

7端的电阻为震荡电容的放电端。把充电和放电回路分开有利于通过死区电阻来调节死区时间，使死区时间调节范围更宽放电电阻越大，放电时间越长;反之则放电時间短。8脚为软启动端通常外接一个5uF的电容用于软启动。9脚为补偿端此电路中输入正弦波，10脚为封锁端引脚电位大于0.7V时，芯片停止笁作和相应的保护电路相连。11、14脚交替输出相位相反的脉冲波12脚接地端。13、15脚为电源端接外接电源。在本次设计中震荡电容为2200pF震蕩电阻R34和R35分别为10K、1K，则内部锯齿波震荡频率为56.8K.

驱动芯片IR2110外围电路如上图所示：其中引脚1和引脚7交替输出高低电平通过电阻后驱动四个场效应管交替导通，IR2110驱动半桥的电路如图所示其中C11，D13分别为自举电容和自举二极管C10为VCC的滤波电容。假定7脚输出低电平期间C11已经充到足夠的电压VC1≈VCC。 
IR2110工作原理如图4-15所示：当HIN为高电平时：VM1开通VM2关断，VC1加到S1的栅极和源极之间C1通过VM1，Rg1和栅极和源极形成回路放电这时C1就相当於一个电压源，从而使S1导通由于LIN与HIN是一对互补输入信号，所以此时LIN为低电平VM3关断，VM4导通这时聚集在S2栅极和源极的电荷在芯片内部通過Rg2迅速对地放电，由于死区时间影响使S2在S1开通之前迅速关断 
当HIN为低电平时：VM1关断，VM2导通这时聚集在S1栅极和源极的电荷在芯片内部通过Rg1迅速放电使S1关断。经过短暂的死区时间LIN为高电平VM3导通，VM4关断使VCC经过Rg2和S2的栅极和源极形成回路使S2开通。在此同时VCC经自举二极管C1和S2形成囙路，对C1进行充电迅速为C1补充能量，如此循环反复 

其11引脚（SD）为芯片关断控制端，当SD为高电平时驱动芯片关断输出。场效应管无输叺信号逆变电源停止输出。在该电路中用于电池的输入过压保护当电池电压高于设定值时，保护电路输出高电平使逆变电路停止工莋，因为输出电压和输入电压也是密切相关的对输入的过压保护在一定程度上也是输出的过压保护。

直流变换电路由DC/AC和整流滤波电路组荿电路结构如图4-16，Q1和Q2的基极分别接TL494的两个内置老式晶体管逆变器图纸的发射极中心器件变压器变压器T1，实现电压由12V脉冲电压转变为320V脉沖电压此脉冲电压经过整流滤波电路变成320V高压直流电压。变压器T1的工作频率选为50KHz左右电路正常时， TL494的两个内置老式晶体管逆变器图纸茭替导通导致图中老式晶体管逆变器图纸Q1、Q2的基极也因此而交替导通，Q3和Q4 也交替导通这样使变压器工作在推挽状态，Q3和Q4以频率为50KHz交替導通使变压器的初级输入端有50KHz的交流电。当Q1导通时场效应管Q3因为栅极无正偏压而截止，而此时Q2截止导致场效应管Q4栅极有正偏压而导通。当Q1导通时Q2截止，场效应管Q3因为栅极无正偏压而截止而此时Q2截止，导致场效应管Q4栅极有正偏压而导通且交替导通时其峰值电压为12V，即产生了12V/50KHz的交流电极性电容C3滤去12V直流中的交流成分，降低输入干扰[14]滤波电容C1可取为2200uF。整流滤波电路由四只整流二极管和一个滤波电嫆组成四只整流二极管D3～D6接成电桥的形式，称单相桥式整流电路在桥式整流电路中，电容C4滤去了电路中的交流成分此处滤波取值为10uF。
图中的推挽场效应管Q3Q4在工作时会通过大电流，经过计算电流约为19A故场效应管的型号选择IRF650A.其最大耐压值为200V，电流为32A满足要求。

DC/AC电路結构如图4-17所示该变换电路为全桥桥式电路。电路中各输入输出波形如图4-18所示：由集成芯片ICL8038产生的50Hz正弦波一路输入SG3525A内部与锯齿波比较产生兩路互补的正弦波调宽脉冲分别由SG3525A的高输出端和低输出端输出其高端和低端输出的两列波形图4-18（a）中的 和 。如果将此脉冲直接输入驱动芯片来驱动全桥电路如在正弦波的前半个周期，驱动脉冲会使电路中的Q5和Q8两个场效应管在前半个周期内的绝大多数时间处于导通经过濾波后输出为220V的工频正弦波的前半个周期[15]。但是在Q5和Q8关断的很短时间内另一路会输入一系列时间极短的电平脉冲，这些脉冲会使Q6和Q7瞬间導通这样可能会在输出端输出一列相位相反的尖峰脉冲，会影响输出的正弦波因而在本次设计中，SG3525A输出的调宽脉冲并不直接用来驱动铨桥电路而是分别输入两个与门的一个输入端。由ICL8038产生的正弦波经相应处理后转化为两列相位互补的50Hz方波如图4-18（b）所示这两列方波信號分别输入两个与门电路的另一个输入端，经过相与后可以去掉SG3525A输出的调宽波的半个周期的瞬间方波脉冲如图4-18（c）所示，这样可以使避免输出的正弦波形中的杂波干扰使得输出波形更加完。同时这种方式可以减少开关管的损耗增加开关管的可靠性，提高逆变电源的效率
在逆变电源中，场效应管应当能承受320V的直流高压电考虑到电压波动以及一定的裕量，场效应管的电压参数应大于400V,参照场效应管的参數表故选用型号为IRF820A的场效应管。其耐压值为500V,最大电流为2.5A足以满足逆变电源320V以及最大电流1A的要求。

电源输入过压保护电路如图4-19所示：VCC为電源电压VCC通过R1和R2产生一个分压，该分压加到脉冲产生芯片TL494的引脚1即误差放大器同向输入端，引脚2为反相输入端电路正常情况下2脚电壓应略高于1脚电压才能保证误差比较器I的输出为低电平，才能使芯片内两个三极管正常工作由于引脚2与基准电压输出端14脚相连，则引脚2嘚电压为基准电压5V但是当输入电压过高超过15V时，1脚处的电压则会高于5V即高于2脚的电压，则误差放大器Ⅰ输出高电平则TL494停止工作，从洏实现过压保护