UC3879，UCC3895 输出电路调压电路

点击联系发帖人 时间：2018-09-04 06:07

输出电路

　　UCC3895是美国德州仪器公司生产的控制器，该系列控制器采用了先进的BCDMOS技术。UCC3895在基本功能上与UC3875系列和UC3879系列控制器完全相同，同时增加了一些新的功能。下面对其特点、引脚功能、电气参数、工作原理分别进行介绍。

　　（1）输出导通延迟时间编程可控；

　　（2）自适应延迟时间设置功能；
　　（3）双向振荡器同步功能；
　　（4）电压模式控制或电流模式控制；
　　（5）软启动/软关机和控制器片选功能编程可控，单引脚控制；
　　（6）占空比控制范围0％～100％；
　　（7）内置7MHz误差放大器；
　　（8）最高工作频率达到1MHz；
　　（9）工作电流低，500KHz下的工作电流仅为5mA；
　　（10）欠压锁定状态下的电流仅为150μA。
　　·EAN（引脚1）：误差放大器反相输入端。
　　·EAOUT（引脚2）：误差放大器输出端。在控制器内部，该端分别与PWM比较器和空载比较器的非反相输入端相连，并箝位于软启动电压。当该端上的电压低于500mV时，控制器的输出级将被空载比较器关断。当该端上的电压升至600mV时，输出级重新开通。
　　·RAMP（引脚3）：PWM比较器的非反相输入端。在电压模式或平均电流模式下，该端接CT（引脚7）上的锯齿波信号；而在峰值电流模式下，该端接电流信号。RAMP内接放电晶体管，该晶体管在振荡器死区时间内触发。
　　·REF（引脚4）：精密5V基准电压输出端。控制器内部的基准电源一方面为控制器内部的电路供电，另一方面还能够向外接负载提供5mA的偏置电流。该基准电源仅在欠压锁定状态下关断，而在其他失效状态下仍能继续工作。实际当中，该端应外接低ESR和低ESL的旁路电容，其大小至少应为0.1μF。
　　·GND（引脚5）：信号地。
　　·SYNC（引脚6）：振荡器同步信号输出端。该端是双向的，作为输出端时，该端可以输出时钟信号。作为输入端时，该端可以输入外部同步信号，可实现多只控制器同步工作。该引脚还可以起到对CT引脚上的定时电容以及RAMP引脚上的滤波电容进行放电的作用。同步电路输入电压的下限阈值为1.9V，上限阈值为2.1V。为了减小同步脉冲的宽度，在SYNC和GND引脚之间应接入一只3.9Ω的电阻。
　　·CT（引脚7）：振荡器定时电容击接入端。定时电容的充电电流由控制器控制，该定时电容上的锯齿波峰值电压为2.35V。振荡周期tOSC可按下式进行估算：

　　上式中，CT的单位取法拉，RT的单位取欧姆，tOSC的单位取秒。
　　注意，定时电容和定时电阻的
　　·RT（引脚8）：振荡器定时电阻接入端。定时电容的充电电流是一个固定值，其大小由定时电阻RT决定，如下式所示：

　　·DELAB（引脚9）/DELCD（引脚10）：输出端A-D延迟控制信号输入端。延迟时间应在同一桥臂中一只开关管关断之后，另一只开关管开通之前加入，为谐振创造条件。延迟时间的估算可参照下式：

　　上式中，VDEL的单位取伏特，RT的单位取欧姆，tdelay的单位取秒。
　　DELAB和DELCD能够提供最大值为1mA的灌电流。实际当中，应保证DELAB和DELCD引脚的杂散电容小于10pF。
　　·ADS（引脚11）：延迟时间设置端。当ADS引脚直接与CS引脚相连时，输出延迟死区时间为零。当ADS引脚接地时，输出延迟时间最大。CS引脚上的电压为2.0V时的延迟时间是CS电压为0V时的4倍。输出端A-D延迟控制信号输入端上的电压由下式决定：

　　上式中，VCS和VADS的单位取伏特。
　　ADS引脚上的电压需限制在0V～2.5V范围内，并且不能超过CS引脚上的电压。另外，输出端A-D延迟控制信号输入端上的电压的最小值应箝位于0.5V。
　　·OUTA/OUTB/OUTC/OUTD（引脚18、17、14、13）：驱动输出端。这四个输出端由互补MOS驱动电路构成，能够提供100mA的驱动电流，可以驱动FET驱动电路。OUTA和OUTB是完全互补的，其占空比接近50％，可以驱动半桥电路。OUTC和OUTD也是如此。对于OUTA而言，OUTC的相位发生了移动；对于OUTB而言，OUTD的相位也发生了移动。
　　·VDD（引脚15）：偏置电源输入端。该端需接低ESR、低ESL的旁路电容，其容量不可低于1μF。
　　·PGND（引脚16）：功率地。该端为大电流输出级的接地端。
　　·SS/DISB（引脚19）：软启动/禁止端。通过该端可以实现软启动和控制器快速禁止两项独立的功能。当下面的四种情况之一发生时，控制器将被快速关断：（1）该端的电压低于0.5V；（2）或REF上的电压跌落到4V以下；（3）VDD上的电压低于欠压锁定下限阈值；（4）发生过零故障。当故障排除或禁止状态结束后，如果VDD上的电压超过了启动阈值，而该端上的电压在软关断过程中跌落到0.5V以下，则将进入软启动模式。此时，SS/DISB引脚上灌电流的大小将等于IRT。软启动时间的大小由SS/DISB引脚上的软启动电容决定。另外，为了对该端上的最高电压进行限制，还需要在软启动电容上并联一只电阻。注意，无论是在软启动、软关断，还是在禁止状态下，该端上的电压都将被有源箝位，其大小与EAOUT上引脚上的电压相等。
　　·EAP（引脚20）：误差放大器的非反相输入端。

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UCC3895是美国德州仪器公司生产的移相谐振全桥软开关控制器，该系列控制器采用了先进的BCDMOS技术。 UCC3895在基本功能上与UC3875系列和UC3879系列控制器完全相同，同时增加了一些新的功能。

（1）输出导通延迟时间编程可控；

（2）自适应延迟时间设置功能；

（3）双向、高频振荡器、软启动电路、过流保护电路、电流检测电路、空载比较器、欠压锁定电路、驱动输出电路、基准电压监测电路、延迟设置电路、禁止状态比较器、PWM锁存器、D触发器等，其原理框图如图所示。

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移相全桥（Full-Bridge，FB）PWM变换器是一种应用广泛，适用于较大功率、低电压等场合的变换器。该变换器采用PWM移相控制，在不附加其他额外元器件，电路成本和复杂程度基本不变的情况下，利用变压器的漏感和功率开关管的结电容进行谐振，使功率管实现零电压开关（ZVS），从而减小了开关损耗，变换器的效率可大于80

移相全桥（Full-Bridge，FB）PWM变换器是一种应用广泛，适用于较大功率、低电压等场合的变换器。该变换器采用PWM移相控制，在不附加其他额外元器件，电路成本和复杂程度基本不变的情况下，利用变压器的漏感和功率开关管的结电容进行谐振，使功率管实现零电压开关（ZVS），从而减小了开关损耗，变换器的效率可大于80%，并且．开关电压应力的减小使得开关频率可以进一步得到提高，可达到 100 kHz～500 kHz，故该变换器适应当今开关电源高频化、高效化的发展趋势，有广阔的应用前景。

实现全桥变换器的移相PWM控制的方法很多，比如：采用分立器件进行逻辑组合，采用专用的集成控制芯片，采用DSP或CPLD数字实现等。第一种方法较为复杂，不利于工业应用，第三种方法的成本相对较高；而采用专用的集成控制器是电源开发设计者们较多采用的方法。当今应用较多的移相全桥集成控制芯片主要是UC3879和UC/8系列。UC3879作为UC3875的改进型，其工作原理和基本结构是相同的，但在一些功能上进行了改进。UCC3895是T1公司生产的又一种高性能PWM移相型控制器。它是UC3879的改进型，除了具有UC38779的功能外，最大的改进是增加了自适应死区设置，以适应负载变化时不同的准谐振软开关要求。新增加了PWM软关断能力。同时由于它采用了BCDMOS工艺，使得它的功耗更小，工作频率更高，因而更加符合电力电子装置高效率、高频率、高可靠的发展要求。 UCC3895有以下特性：可编程输出开通延时和自适应延时设置；既可用于电流模式，又可用于电压模式；可实现输出脉冲占空比从0%～100%相移控制；内置7 MHz带宽的误差比较放大器，最高工作频率1 MHz等。它的内部结构框图如图1所示。

脚ADS是该控制芯片新增的控制管脚，其功能是设置所设定输出延时死区最大值与最小值之间的比。当脚ADS与电流传感脚CS直．接相连时，延时死区时间最小；当脚ADS直接接地时，延时死区时间最大。 VADS为脚ADS上所施加的设定电压。脚CS为电流检测比较器的反相输人端。当电路工作在峰值电流模式下时，该引脚信号可实现逐个周期的电流限制功能，同时在任何情况下当电路过流时，芯片立刻封锁输出进人软启动周期实现有效的保护功能。脚RAMP，当UCC3895工作于电压或平均电流控制模式下，该脚接振荡器输出脚CT时，该引脚接电流信、号脚CS时，则UCC3895工作在峰值电流模式下。同步振荡器的工作频率由定时电容CT和定时电阻RT决定。振荡周期可由式（2）近似得到

同一桥臂上的两个管子的死区延时时间可由式（3）确定，

从表1可看出UCC3895的功耗明显减小，相应速度最快，但是驱动能力相对UC3875而言较小，所以在实际应用中还要根据情况合理选择芯片。三、主电路与控制电路参数设计本文所设计的电源系统结构简图如图2所示。

主电路中变压器的设计是影响电路性能的关键。根据参考文献，选用面积乘积法来设计高频变压器。设变压器的输出功率为P0，变压器的效率为η，填充系数为Ku，导线的电流密度为J，一个高频周期内开关导通的时间为ton，变压器变化的磁密为△B，则可以得到下面的计算公式。

又因为高频变压器为双向激磁，所以△B＝2Bm,Bm为磁芯最大的工作磁密；设开关频率为f及占空比为D,则有ton＝0.5 D/f。将上述关系带入到式（4）中可得

变压器原边匝数计算公式为

谐振电感30μH。系统采用PI控制的电压闭环，通过对移相全桥变换器数学模型的分析，并通过PSPICE14.0的仿真研究，最后确定调节器的传递函数为：

控制电路采用UCC3895控制器，驱动采用IR2110，控制电路原理如图3所示。

实验所得主要波形如图4～图7所示。图6和图7中的υgs1和υgs分别为超桥臂功率开关S1与滞后桥臂S4的驱动信号波形；vDS1和υDS4分别为S1与S4漏源极之间的电压波形。从驱动信号与漏源电压的对应关系可以看出，功率开关实现了ZVS。
图8为电压闭环时，负载0～3A突变时输出电压和电流的对应关系。从图8中可以看出所选择的调节器参数较好地满足了系统的快速性和稳定性。

五、结语新型移相全桥控制器UCC3895与传统的移相控制器相比，在保留的基本功能的前提下，改进了设计，增强了功能，减小了功耗，从而整个变换器系统的效率及可靠性得到了进一步优化。本文通过制作实验样机，进行开环和闭环的实验研究，进一步验证了该芯片用于软开关移相全桥变换器控制的可行性和有效性。

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