以下试题来自：
单项选择题直流稳压电源通常由电源、电压器、整流电路、滤波电路和稳压电路组成，其中整流电路的作用是将交流电压变成（）的直流电压。
为您推荐的考试题库
您可能感兴趣的试卷
你可能感兴趣的试题
A.模拟式万用表
B.数字式万用表
C.电动式万用表
D.电磁式万用表
A.数字式万用表
B.电压基本表
C.电工仪器仪表
D.模拟式万用表
A.电工仪表
A.直流仪表
B.磁电系仪表
D.交流仪表
A.系统误差
B.计算误差
C.随机误差
D.粗大误差LLC谐振全桥并联均流开关电源的研制-第一范文网
LLC谐振全桥并联均流开关电源的研制
中南大学 硕士学位论文 LLC谐振全桥并联均流开关电源的研制 姓名：秦惠 申请学位级别：硕士 专业：控制科学与工程 指导教师：黄志武
摘要随着软开关技术和并联均流技术的发展，高性能的大功率高频开 关电源的研究与开发己成为电力电子领域的重要研究方向。针对大功 率电源在性能、重量、体积、效率和可靠性方面的要求，本文主要对 高效率的开关电源主电路结构和并联均流控制技术进行研究，并研制 出一种基于ＬＬＣ谐振的交流电力机车智能控制充电机系统。 交流传动电力机车对其所用的大功率蓄电池充电机的工作效率 要求达到９０％以上，这是采用硬开关技术的开关电源难以达到的。根 据这种开关电源功率大、效率要求高的特点，充电机主电路采用了 ＬＬＣ谐振全桥电路的结构。选取谐振元件参数是设计ＬＬＣ谐振全桥 电路的重点和难点，本文通过建立ＬＬＣ全桥谐振变换器的线性等效 模型，详细分析了ＬＬＣ谐振全桥的频率、短路和空载特性，提出一 套完整的ＬＬＣ谐振全桥电路结构的参数设计方法。 本充电机最大输出电流为１５０Ａ，为此设计采用了５个３０Ａ电源 模块并联供电的模式。论文依据设计要求选取ＬＬＣ谐振全桥电路的 元件参数，利用ＳＡＢＥＲ仿真验证了参数的正确性；并完成了整个电 源模块主电路其它器件的参数选择；控制电路采用通用ＰＷＭ调制芯 片ＳＧ２５２５实现ＰＦＭ调频控制。实现了电源模块的高频ＺＶＳ（零电 压开关）软开关，有效地提高了电源模块的转换效率，减小了单模块 的体积。。通过对几种常用的负载均流方法进行研究和电路分析，根据主从 均流控制的特点，采用ＣＡＮ总线实现主从均流法，数字均流的采用 提高了系统的抗干扰能力；设计了监控模块对各电源模块和整体输出 进行监控；通过ＣＡＮ总线接口和人机接口的设计，提高了电源系统 的智能化和可操作性。实现了多个电源模块并联供电的模式。 最后给出了电源模块的实验结果和电源系统并联运行的测量数 据，实验证明了理论分析的正确性和设计方法的合理性。关键词开关电源，ＬＬＣ谐振全桥变换器，ＳＡＢＥＲ仿真，并联均流ＡＢ ＳＴＲＡＣＴＷｉｔｈ ｔｈｅ ｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔｏｆ ｓｏｆｔ―ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ａｎｄ ｃｕｒｒｅｎｔ ｓｈａｒｉｎｇ，ｌａｒｇｅａｎｃａｐａｃｉｔｙ ａｎｄ ｈｉｇｈ―ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｐｏｗｅｒ ｓｕｐｐｌｉｅｓ ｈａｖｅ ｂｅｃｏｍｅｉｍｐｏｒｔａｎｔｒｅｓｅａｒｃｈ ｆｉｅｌｄ ｏｆ ｐｏｗｅｒ ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ．Ｔｏ ｍｅｅｔ ｔｈｅ ｒｅｑｕｉｒｅｍｅｎｔｓ ｏｆ ｌａｒｇｅｃａｐａｃｉｔｙｐｏｗｅｒ ｓｕｐｐｌｙｏｎｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ，ｗｅｉｇｈｔ，ｓｉｚｅ，ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ ａｎｄｏｎｒｅｌｉａｂｉｌｉｔｙ，ｔｈｉｓ ｔｈｅｓｉｓ ｍａｉｎｌｙ ｒｅｓｅａｒｃｈｅｓｍａｉｎ ｃｉｒｃｕｉｔｓｔｒｕｃｔｕｒｅ ｏｆ ｈｉｇｈａｎｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ ａｎｄＴｈｅｔｈｅ ｃｏｎｔｒｏｌ ｏｆ ｐａｒａｌｌｅｌｉｎｇ ｃｕｒｒｅｎｔ ｓｈａｒｉｎｇ，ｔｈｅｎ ｄｅｖｅｌｏｐｓｅｌｅｃｔｒｉｃ ｌｏｃｏｍｏｔｉｖｅ ｉｎｔｅｌｌｉｇｅｎｔ ｃｈａｒｇｅｒ ｓｙｓｔｅｍ．ｌａｒｇｅ ｃａｐａｃｉｔｙ ｂａｔｔｅｒｙ ｃｈａｒｇｅｒ，ｕｓｅｄ ｂｙ ＡＣ ｄｒｉｖｉｎｇ ｅｌｅｃｔｒｉｃｌｏｃｏｍｏｔｉｖｅ，ｉＳ ｒｅｑｕｉｒｅｄ ｉｍｐｏｓｓｉｂｌｅｔｏ ｓａｔｉｓｆｙ ｔｈｉｓｈｉｇｈ―ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ ｗｉｔｈ ｍｏｒｅｔｈａｎ ９０ ｐｅｒｃｅｎｔｓ．Ｉｔ ｉＳｒｅｑｕｉｒｅｍｅｎｔ ｂｙ ｕｓｉｎｇ ｈａｒｄ－ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ．Ａｃｃｏｒｄｉｎｇ ｔｏ ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃ ｏｆ ｌａｒｇｅ ｃａｐａｃｉｔｙ ａｎｄ ｆｕｌｌ．ｂｒｉｄｇｅ ｎａｍｅｄ ＬＬＣ ｒｅｓｏｎａｎｔｓｕｐｐｌｙ．Ｔｈｅ ｆｏｃｕｓ ａｎｄｈｉｇｈ―ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ，ａ ｎｏｖｅｌｔｈｉｓ ｐｏｗｅｒａｒｅｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｉｓ ａｄｏｐｔｅｄ ｔｏ ｄｅｓｉｇｎｄｉｆｆｉｃｕｌｔｉｅｓｏｆ ｕｓｉｎｇ ｔｈｉｓ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｔｈｅ ｓｅｌｅｃｔｉｏｎｏｎｏｆ ｔｈｅ ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ ｏｆ ｒｅｓｏｎａｎｔｃｏｍｐｏｎｅｎｔｓ．Ｔｈｒｏｕｇｈｒｅｓｏｎａｎｔｄｅｔａｉｌｅｄ ａｎａｌｙｓｉｓｏｎｐｒｏｐｅｒｔｉｅｓ ｏｆ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ，ｓｈｏｒｔ―ｃｉｒｃｕｉｔ ａｎｄ ｎｏ―ｌｏａｄ，ａ ｍｅｔｈｏｄ ｔｈｅｄｅｓｉｇｎｉｎｇｏｎ ａｎｐａｒａｍｅｔｅｒｓ ｏｆ ＬＬＣ ｆｕｌｌ ｂｒｉｄｇｅｃｏｎｖｅｒｔｅｒｂａｓｅｄｅｑｕｉｖａｌｅｎｔ ｌｉｎｅａｒ ｍｏｄｅｌ ｉｓ ｐｒｏｐｏｓｅｄ ｉｎ ｔｈｉｓ ｔｈｅｓｉｓ． Ｔｈｉｓ ｃｈａｒｇｅｒ ｗｉｔｈ ５ ｐｏｗｅｒ ｍｏｄｕｌｅｓ ｐａｒａｌｌｅｌｅｄ ｔｏｇｅｔｈｅｒ，ｃａｎ ｏｕｔｐｕｔ １ ５０Ａｍｐｅｒｅ ｃｕｒｒｅｎｔ，ｅａｃｈ ｗｉｔｈ ３０ Ａｍｐｅｒｅ ｃｕｒｒｅｎｔ．Ｆｉｒｓｔｌｙ，ｂａｓｅｄａｒｅｏｎｄｅｓｉｇｎ ｒｅｑｕｉｒｅｍｅｎｔｓ，ｔｈｅ ｃｏｍｐｏｎｅｎｔｓ ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ ｃｏｒｒｅｃｔｎｅｓｓ ｏｆ ｔｈｅｓｅｓｅｌｅｃｔｅｄ ａｎｄ ｔｈｅａｐａｒａｍｅｔｅｒｓｉＳｃｈｅｃｋｅｄｂｙｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ ｕｓｉｎｇｓｏｆｔ．ｗａｒｅ ｎａｍｅｄ ＳＡＢＥＲ；ｔｈｅｎ ｔｈｅ ｄｅｓｉｇｎ ｏｆ ｏｔｈｅｒ ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ ｉｎ ｔｈｅ ｍａｉｎ ｃｉｒｃｕｉｔ ｏｆ ｔｈｅ ｅｎｔｉｒｅ ｐｏｗｅｒ ｍｏｄｕｌｅ ｉＳ ａｃｈｉｅｖｅｄ；Ｂｅｓｉｄｅｓ，ａ ｃｏｎｔｒｏｌ ＩＣ ｎａｍｅｄ ＳＧ２５２５ ｉＳ ｕｓｅｄ ｃｏｎｔｒ０１．Ｂｙ ｗｏｒｋｉｎｇｏｎ ａｓｃｏｍｍｏｎ ＰＷＭ ＰＦＭｔｈｅ ｃｏｎｔｒｏｌ ｃｅｎｔｅｒ ｔｏ ｒｅａｌｉｚｅＺＶＳ（Ｚｅｒｏ－Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｗｉｔｃｈ）ｓｏｆｔ―ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ａｎｄｈｉｇｈ－ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｓｔａｔｅ，ｔｈｅ ａｉｍ ｏｆｈｉｇｈｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ ａｎｄ ｓｍａｌｌｅｒｓｉｚｅ ｏｆ ｔｈｅ ｐｏｗｅｒ ｍｏｄｕｌｅ ｈａｓ ｂｅｅｎ ａｃｈｉｅｖｅｄ． Ｔｈｒｏｕｇｈ ｔｈｅ ａｎａｌｙｓｉｓ ｏｆ ｓｅｖｅｒａｌ ｃｕｒｒｅｎｔ ｓｈａｒｉｎｇ ｍｅｔｈｏｄｓ ａｎｄ ｐａｒａｌｌｅｌｃｉｒｃｕｉｔ，ｍａｓｔｅｒ．ｓｌａｖｅ ｃｕｒｒｅｎｔ ｓｈａｒｉｎｇ ｍｅｔｈｏｄ ｉＳ ｕｓｅｄ ｂａｓｅｄｏｎＣＡＮａｂｕｓ，ｗｈｉｃｈ ｉｍｐｒｏｖｅｓ ｔｈｅ ａｎｔｉ―ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ａｂｉｌｉｔｙ ｏｆ ｔｈｅ ｓｙｓｔｅｍ．Ｔｈｅｎ ｍｏｎｉｔｏｒｉｎｇ ｍｏｄｕｌｅ ｉｓ ｄｅｓｉｇｎｅｄｏｖｅｒａｌｌ ｏｕｔｐｕｔ．Ｔｈｅ ｄｅｓｉｇｎｔｏｍｏｎｉｔｏｒ ｔｈｅ ｐｏｗｅｒ ｍｏｄｕｌｅｓ ａｎｄ ｔｈｅ ｉｎｔｅｒｆａｃｅ ａｎｄ ｍａｎ－ｍａｃｈｉｎｅ ｍｏｒｅ ｉｎｔｅｌｌｉｇｅｎｔａｎｄｏｆ ＣＡＮ ｂｕｓｉｎｔｅｒｆａｃｅｍａｋｅｓｔｈｅｐｏｗｅｒｓｙｓｔｅｍｐｒａｃｔｉｃａｌ．Ａｃｃｏｒｄｉｎｇｌｙ，ｉｔ ｉｓ ｓｕｃｃｅｅｄｔｏｇｅｔｈｅｒ．ｔｏ ｐａｒａｌｌｅｌａｌｌ ｔｈｅ ｐｏｗｅｒ ｍｏｄｕｌｅｓｔｈｅ ｐａｒａｌｌｅｌ Ｆｉｎａｌｌｙ，ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔ ｒｅｓｕｌｔｓ ｏｆ ｔｈｅ ｐｏｗｅｒ ｍｏｄｕｌｅｓ ａｎｄ ｏｐｅｒａｔｉｏｎ ｏｆ ｔｈｅ ｐｏｗｅｒ ｓｙｓｔｅｍａｒｅｐｒｏｖｉｄｅｄ，ｗｈｉｃｈ ｐｒｏｖｅ ｔｈｅｃｏｒｒｅｃｔｎｅｓｓｏｆ ｔｈｅ ｔｈｅｏｒｙ ａｎｄ ｔｈｅ ｒａｔｉｏｎａｌｉｔｙ ｏｆ ｔｈｅ ｄｅｓｉｇｎ ｍｅｔｈｏｄｓ．ＫＥＹＷＯＲＤＳｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ｐｏｗｅｒ ｓｕｐｐｌｙ，ＬＬＣｒｅｓｏｎａｎｔ ｆｕｌｌ―ｂｒｉｄｇｅｃｏｎｖｅｒｔｅｒ，ＳＡＢＥＲ ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ，ｐａｒａｌｌｅｌｃｕｒｒｅｎｔ ｓｈａｒｉｎｇ原创性声明本人声明，所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究 工作及取得的研究成果。尽我所知，除了论文中特别加以标注和致谢 的地方外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得中南大学或其他单位的学位或证书而使用过的材料。与我共同工作的同志对本研究所作的贡献均已在论文中作了明确的说明。作者签名：盔。查学位论文版权使用授权书本人了解中南大学有关保留、使用学位论文的规定，即：学校有权保留学位论文并根据国家或湖南省有关部门规定送交学位论文， 允许学位论文被查阅和借阅；学校可以公布学位论文的全部或部分内 容，可以采用复印、缩印或其它手段保存学位论文。同时授权中国科 学技术信息研究所将本学位论文收录到《中国学位论文全文数据库》， 并通过网络向社会公众提供信息服务。作者签名：建岔导师签名榭日期：－堡墟年蜘么皇硕士学位论文第一章绪论第一章绪论 弟一早珀可匕随着电力电子技术的迅速发展，高频开关电源因其具有体积小、重量轻、频 率高和输出纹波小等特点，正迅速代替传统的相控电源广泛应用于计算机、通信、 工业加工、铁路和航空航天等领域。近年来，电力电子作为节能化、自动化、智 能化、机电一体化的基础，正朝着应用技术高频化、硬件结构模块化、产品性能 绿色化的方向发展【１１。 随着我国铁路交通的发展，对各项技术的要求越来越高。目前我国电力机车 普遍采用相控式１１０Ｖ晶闸管直流稳压电源。主变压器辅助绕组３９６Ｖ引出单相 电源，经控制电源变压器降为２２０Ｖ，再用晶闸管单相半控桥式整流电路整流， 最后经过平波电抗器和蓄电池滤波。它与机车蓄电池并联运行，为机车控制电路和照明电路提供１ １０Ｖ的稳定电压。用大功率高频开关电源代替传统的相控电源已成为一种发展趋势。近年来，大功率高频开关电源逐渐代替了相控电源，且研 究比较深入。随着交流传动技术的发展，我国己开始进入交流传动电力机车的时 代，而交流传动电力机车对其所用的大功率蓄电池充电机的转换效率要求达到 ９０％以上，这是采用相控电源和采用硬开关技术的开关电源都难以达到的。根据 这种开关电源功率大、效率高的特点，本文在研究高频软开关电源模块的基础上， 对高频软开关电源模块的并联均流技术进行研究，构建具备冗余功能的蓄电池充 电机，其功率密度、体积重量和稳定性都具有较大的提高。１．１研究背景控制用直流电源系统是电力机车中不可缺少的重要设备，正常情况下，电力 机车从电网取电时，直流电源系统中的充电机给机车上的辅助回路供电，如控制、 照明、保护装置的运行等，并且给蓄电池充电。蓄电池能在受电弓未得电或者充 电机故障时，为机车上的辅助回路的运行供电。因此作为直流电源系统重要设备 之一的充电机的可靠性与自动化程度直接影响电力机车系统的运行质量，进而影 响到整个电力机车的运行安全与效率。本研究来源于项目一“ＤＪ４交流传动电力机 车充电机系统的研制”。 目前我国直流传动电力机车上用的充电机系统大都采用相控式１１０Ｖ晶闸管 直流稳压电源。传统的相控整流电源，具有体积大、重量大、动态响应速度慢、 谐波污染严重等缺点。高频开关电源由于具有更高的效率、更小的体积和重量以 及更快速动态响应特性，正在逐步取代传统的相控整流电源。有少量的电力机车 采用了开关电源技术，主电路中的开关管选用ＩＧＢＴ或者ＩＰＭ，变换器采用半桥 或者全桥硬开关技术【２＇３】，受ＩＧＢＴ和ＩＰＭ元件研制水平的限制，该类开关管工硕＋学位论文第一章绪论作频率较低（一般在２０ＫＨｚ左右），高频变压器的利用率不够高，不能大幅度的 减小电源的体积；又由于采用的是硬开关技术，在开关管的开通和关断过程中产 生大量的开关损耗，当变换功率较大时，需要设计较大的散热器和大功率风机控 制开关管的温升，转换效率只能达到８０％左右，／Ｉ、－一ｇ日－＇，匕ＥＳ．达到高效率（９０％以上）的 要求。因此ＩＧＢＴ和ＩＰＭ的研制水平、开关损耗和有限的安装空ｆ叫限制了了『：关 电源功率密度和效率的提升，而软开关技术的应用能克服这些缺点。 交流传动电力机车充电机的输入电源来自于其辅助电源系统输出的 ４４０Ｖ／６０Ｈｚ三相交流电，充电机正常输出工作电压为１０８Ｖ，设计要求其转换效 率不小于９０％，这是采用硬开关技术开关电源难以达到的，因此需要研究能实 现更高转换效率的主电路结构。该充电机的输出电流要求达到１５０Ａ，在大功率 的前提下怎样满足其可靠性的要求，对系统的设计提出了较高的要求。１．２开关电源的现状与发展开关电源技术在２０世纪８０年代引入我国，由于在体积、重量、效率和可靠 性等多方面的优势，在计算机、通信、雷达、家用电器、自动化设备等众多领域 中已完全取代了传统的晶体管串联调整稳压电源。国内目前开关电源自主研发及 生产厂家大约有３００家，形成规模的约有１０家，如爱默生电源、朝阳电源、汇 众电源等【ｌ Ｊ。 电力机车充电机的发展和电源技术的发展紧密相关。由于电力机车的高可靠 性要求，需要应用较成熟的技术，从而其应用技术的发展要稍滞后于电源技术的 发展。近年来丌关电源技术逐渐应用到电力机车上，国内已先后研制了几种电力 机车用高频开关电源口＇３Ｊ。１０‘工 作查１０‘ 里＜ 》 １０。１０ １０一１０２―１―０３一…ａｏ≯‘＾’。―二?‘’＿拿ｏ‘＾＋一３ ４４５一作频率／Ｈｚ图１―１器件容量与工作频率的关系开关电源技术发展与功率器件研制水平息息相关。２０世纪６０年代，丌关电硕士学位论文第一章绪论源的开关频率仅为数千赫兹。随着开关器件和磁性材料性能的改进，开关频率也 不断提高，但当频率达到１０ｋＨｚ左右时，变压器、电感等磁性元件发出的噪声 变得很刺耳，为了追求更小的体积和减小噪声，在２０世纪７０年代，开关频率突 破了２０ｋＨｚ的人耳听觉极限，进入“无声”的频域，史称‘＇２０ＫＨｚ革命”。ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ．Ｏｘｉｄｅ―ＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒＦｉｅｌｄ Ｅ行ｅｃｔＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）的使用，使电源的开关频率进一步提高。此后，开关电源在小功率应用领域逐渐取代传统的线性电源，成为 计算机、彩色电视机等电器的电源装置的主流。功率器件容量及开关频率的关系如图１．１所示。随着开关电源技术的发展，各种变换器结构【４】也在不断发展。变换器可分为 非隔离型和隔离型两大类。非隔离型变换器有降压型（Ｂｕｃｋ）、升压型（Ｂｏｏｓｔ）、 极性转换型（Ｂｕｃｋ／Ｂｏｏｓｔ）、Ｃｕｋ型等；隔离型变换器包括反激型、正激型、半 桥型、全桥型、推挽型等。进入２０世纪８０年代，为了适应宇航、军事等应用领 域对电源的更小、更轻、更高效的迫切要求，在原变换器结构的基础，出现了以 谐振为特征的软开关技术，所谓“软开关”是指功率开关器件采用零电压开关 （Ｚｅｒｏ．Ｖｏｌｔａｇｅ．Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ简称ＺＶＳ）或零电流开关（Ｚｅｒｏ．Ｃｕｒｒｅｎｔ．Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ简称ｚｃｓ）技术【５】，该技术大幅度的降低了开关损耗和减少了开关噪声，使得小型开 关电源的开关频率达到了５００ｋＨｚ．１ ０ＭＨｚ；功率密度接近１ ０ｗ／ｃｍ３，从而为开关 电源的发展史揭开了新的一页。谐振变换电路就是在普通开关电路上增加电感和电容元件，或利用电路寄生 电感、变压器漏感和开关器件寄生电容等构成谐振电路，使得开关器件在零电压 或零电流下进行状态转变，以实现最佳开关变换。谐振变换电路先后出现了负载 谐振变换电路和准谐振变换电路等。为进一步改善有源开关和无源开关的开关条 件，尽可能消除寄生参数对变换器性能的影响，美国弗吉尼亚州立大学电力电子 研究中心（ＶＰＥＣ）于１９８８年提出了多谐振变换电路ＭＲＣ（Ｍｕｌｔｉ―ＲｅｓｏｎａｎｔＣｏｎｖｅｒｔｅｒ）的概念【５】。２００２年浙江大学顾亦磊提出ＬＬＣ谐振变换器结构【６】，ＬＬＣ 谐振变换器是在传统串联谐振变换器ＳＲＣ（ＳｅｒｉｅｓＲｅｓｏｎａｎｔＣｏｎｖｅｒｔｅｒ）的基础上减小励磁电感改进而来的，在相对于普通串联ＳＲＣ、并联谐振变换器（ＰＲＣ，Ｐａｒａｌｌｅｌ ＲｅｓｏｎａｎｔＣｏｎｖｅｒｔｅｒ）在特性上有明显的改善，其拓扑结构简单，初级开关管可实现零电压开通（ｚＶＳ），次级整流管可实现零电流关断（ｚｃｓ），在宽的 输入电压范围内，输出功率越高，得到的转换效率也越高【Ｊ７，８】。 ＬＬＣ谐振变换器是在传统ＬＣ二阶谐振变换器的基础上减小励磁电感改进而来的，在相对于普通串联、并联谐振变换器在特性上有明显的改善。由于ＬＬＣ谐振变换器相对于普通串联、并联谐振多了一个谐振参数，如何设计和优化ＬＬＣ 谐振变换器中的三个谐振参数是设计该类变换器的关键。目前，针对ＬＬＣ谐振３硕士学位论文第一章绪论变换器还没有简单的设计方法，大都是用试错法，不断的调试和修改来获得最优 参数，但是不能从原理上解决工程设计问题。文献【９】在时域内推导了参数选择 的参考公式，加入了限制条件，最后利用图解法指明参数优化方向，再结合调试 获得设计参数，但是针对不同要求的电源，需要设置的限制条件不尽相同，所以 其工程可操作行不强； 文献【１０】在频率域内分析了ＬＬＣ谐振半桥变换器的一些特性，推导出了一些有价值的参考公式，确定了参数的大致范围，再结合调试得 到需要的特性参数ｋ与Ｑ值，对该类变换器的调试工作有非常大的指导意义，但 并没有给出ｋ与Ｑ值的明确的求解公式，而且ＬＬＣ谐振全桥变换器与ＬＬＣ谐振 半桥变换器的设计方法并不完全相同。提出一套完整的ＬＬＣ谐振全桥电路结构 的参数设计方法是ＬＬＣ谐振全桥电路应用的一个关键问题。 多模块并联运行的分布式电源系统代替集中式电源供电系统己经成为大容 量高频开关直流电源系统发展的一个重要方向…】。如图１．２所示，当需要大功率 输出时，可采用功率电源模块、大规模控制集成电路做基本部件，组成“积木式” 智能化大功供电电源，这样做既大大的减轻了对大功率元器件和装置的研制压力 又解决软关电源在大功率场合中应用的局限性。图ｌ－２并联电源系统这种分布式电源系统的优点有：能提高系统的灵活性；可显著提高模块的开 关频率，从而提高了电源模块的功率密度，使电源系统的体积、重量下降；各个 模块的功率半导体器件的电流应力减少，提高系统的可靠性；可方便的实现Ｎ＋Ｉ 冗余供电；减少产品种类，便于标准化。并联的开关变换器模块问需要采用均流 措施，用于保证模块间电应力和热应力的均匀分配，防止一台或多台模块运行在 电流极限值状态。因此采用可靠的均流措施是实现大功率电源系统的关键。１．３总体方案的提出本文的目的是采用ＬＬＣ谐振软开关技术和模块化冗余并联结构进行交流传 动电力机车充电机的设计和实现，使该充电机具有容量大、效率高、功率密度高 和可靠性高等特点。４硕士学位论文第一章绪论ＬＬＣ谐振软开关技术采用的是通过调节变换器工作频率来实现电源输出电 压调整的ＰＦＭ控制方式，开关管可以工作在”软开关”，因此开关损耗相对硬开关 要小得多，在既定的温升内，可以提高开关管的工作频率，使变换器工作在更高 频率，提高高频变压器的利用率。由于ＩＧＢＴ［１２】的工作频率一般不超过２０ＫＨｚ， 而ＭＯＳＦＥＴ工作频率可达几百ＫＨｚ，因此本方案采用了ＭＯＳＦＥＴ作为功率开关管。交流传动电力机车充电机输出电流高达１５０Ａ，依据目前ＭＯＳＦＥＴ的功率容 量，必须采用并联运行的方式。并联有器件的并联和电路并联两种，为提高可靠 性，本方案采用电源模块输出并联方式。考虑到市面上ＭＯＳＦＥＴ的容量，把１５０Ａ 一分为五，系统结构框图见图１．３，每个电源模块承担３０Ａ的额定负载电流，电源模块结构框图见图１．４。图１－３电源模块并联原理框图蓖 模 块电 压输出图１＿４电源模块结构框图该电源系统由输入三相交流接触器、大功率三相交流滤波器、５个电源模块、 模块间并联均流、监控单元以及各模块与监控模块的信号联系等主要部分组成。５硕士学位论文第一章绪论其中三相滤波器采用大功率三相交流滤波器，减小电源系统对输入的三相交流电 的影响，提高交流输入的功率因素；模块问并联均流总线可以实现各模块的负载 均衡；监控单元可以在线监控整个电源系统，并提供人机接口；电源系统用电流 传感器采集输出总电流，送入监控与通信系统部分，监控总负载电流。１．４论文的主要内容及组织结构本论文研究主要内容是高频谐振开关电源技术以及并联均流技术。针对电源 设计要求中９０％以上的高效率要求，主电路采用ＬＬＣ谐振全桥拓扑结构，通过 调节频率（ＰＦＭ）实现输出稳压和均流。针对ＬＬＣ谐振电源的元件参数设计难、 调试难的问题，参考国内外关于ＬＬＣ谐振的研究和设计，提出一套完整的ＬＬＣ 谐振全桥电路结构的参数设计方法。考虑到电源大功率的特点，模块化设计电源 的系统结构，采用负载均流措施，实现各ＬＬＣ谐振全桥变换器模块的负载均分功能。论文的具体组织结构安排如下： 第二章首先对比了常见的几种谐振结构，接着对ＬＬＣ谐振全桥拓扑结构展 开分析，通过建立ＬＬＣ全桥谐振变换器的线形等效模型，详细分析了ＬＬＣ谐振 全桥的频率、短路和空载特性，特别对其参数设计进行了详细的研究，提出了一 套完整的ＬＬＣ谐振全桥电路结构的参数设计方法。 第三章针对交流传动电力机车蓄电池充电机技术规范，采用第二章的谐振主 电路结构以及设计方法设计参数，并用ＳＡＢＥＲ软件进行仿真，验证所选参数的 的正确性，依据所设计的参数选择器件，进行基于ＬＬＣ谐振全桥的电源模块的设计。第四章首先对比了常用的并联均流方法，了解了数字均流技术的特点，通过 对主从均流法和数字均流控制的研究和分析，采用基于ＣＡＮ总线的主从均流法， 设计数字均流控制器，使数字均流技术比较好的应用到工程中。最后对监控模块 的硬件和软件进行了设计，通过ＣＡＮ总线接口和人机接口的设计，提高了电源 系统的智能化和可操作性。 第五章对单模块和整个电源系统的实验结果分别进行了分析，证明了本文理论研究和设计方法的正确性。第六章首先对本文的主要工作进行了总结，并指明需要改进以及有待继续深 入研究的问题。６硕士学位论文第二章ＬＬＣ谐振全桥变换器设计方法的研究第二章ＬＬＣ谐振全桥变换器设计方法的研究谐振变换器技术相对ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ―Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）变换器技术，具有开 关工作频率高，开关损耗小、效率高、重量轻、体积小、ＥＭＩ噪声小、开关应力 小等优点ｉ埘，但它在控制方法、参数设计、输入输出特性调节上却相对复杂。首先谐振变换器是采用ＰＦＭ（Ｐｕｌｓｅ－Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）技术实现变换器输出电压调整的，不能沿用ＰＷＭ技术的设计与控制方法；其次由于变换器工作在较高 频率，对驱动电路的要求更高；最后谐振变换器中主电路中谐振元件的参数决定 了谐振变换器的工作状态，因此如何设计这些谐振参数是设计谐振变换器的关键。 ＬＬＣｉ皆振变换器是在传统ＬＣ二阶谐振变换器的基础上减小励磁电感改进而 来的， ＬＬＣ谐振变换器以其同时兼具空载工作能力和谐振槽路电流反映负载轻重的能力，因而具有普通串联谐振变换器和并联谐振变换器无法比拟的优势。 ＬＬＣ谐振变换器相对于普通串联、并联谐振多了一个谐振参数，如何设计和优化 ＬＬｃ谐振变换器中的三个谐振参数是设计该类变换器的关键，提出一整套工程可操作的变换器设计方法是本章的一个重要内容。２．１ＬＬＣ谐振全桥与典型谐振拓扑的比较研究功率谐振变换器是以谐振电路为基本变换单元，利用电路发生谐振时，电流或电压周期性地过零点，使得开关器件在零电压或者零电流条件下开通或者关断，从而实现软开关，到降低开关损耗的目的。 谐振变换器的结构【１４】如图２．１所示。交流方波电压或电流加在谐振网络两端，产生高频谐振，谐振电压或电流经过整流和滤波后，转变成直流电压或电流，从而实现直流．直流变换（ＤＣ．ＤＣ）。图２－１谐振变换器结构示意图谐振变换器有多种不同的分类方法【１ ５１，根据负载与谐振电路的连接关系， 谐振变换器可以分为串联谐振变换器（ＳＲＣ）、并联谐振变换器（ＰＲＣ）以及两７硕士学位论文第二章ＬＬＣ谐振全桥变换器设计方法的研究者的结合所生成的串并联谐振变换器㈣（ＳＰＲＣ，Ｓｅｒｉｅｓ．Ｐａｒａｌｌｅｌ桥分别作简单的介绍。 ２．１．１典型谐振拓扑 １．串联谐振变换器ＲｅｓｏｎａｎｔＣｏｎｖｅｒｔｅｒ）。下面就以这三种谐振变换器以及谐振和ＰＷＭ控制相结合的移相全串联谐振变换器【１７，１８］ｉ扫串联谐振环节和整流环节构成，图２．２给出了半桥式 串联谐振变换器的电路拓扑（全桥式结构与之类似）。谐振网络可以通过全桥整 流滤波电路与负载ＲＬ相串联，ｃｏ为滤波电容构成滤波电路【１９】，输入侧的两个 电容Ｃ１、Ｃ２相等，且容量很大，可认为它们上面的电压恒定，对输入电压进行 分压作用，分压电容不参与谐振过程。在半桥电路中，开关管Ｓ１和ｓ２为互补导 通，但Ｓ１和Ｓ２之问设有一定死区时间，以避免直通。当Ｓ１（或ＤＳｌ）导通时，ＡＡ’两点电压ＶＡ Ａ．＝Ｖｉｎ／２；当ｓ２（或ＤＳ２）导通时，Ａ、Ａ’两点电压Ｖｒ从．＝－Ｖｉｎ／２。因此在一个开关周期上，Ａ、Ａ．两点间形成一个对称交流方波电压，幅值为Ｖｉｎ／２。图２－２串联谐振变换器拓扑从结构上来看，谐振回路和负载构成了一个分压器。如果改变开关管的工作 频率，那么谐振回路的阻抗也将改变，从而负载上的电压也改变。串联谐振是一 个分压电路，因此它的直流增益不会超过１，当电路工作在谐振频率Ｚ（Ｌ，与Ｃ， 串联谐振频率）时，谐振回路的阻抗最小，这时增益最大。因此对一个串联谐振 变换器来说，在谐振频率点它的增益最大。 串联谐振变换器的优点在于：工作频率厂大于谐振频率．ｆ时，原边开关管 ＺＶＳ开通，副边整流二极管ＺＣＳ开通，电路结构简单；电路中的循环电流比较 低；准正弦整流电流；其缺点是：轻载时电路的工作频率很高，对驱动电路的要 求过高；调节范围比较窄，不适合用于设计输入电压范围较宽的电源。２．并联谐振变换器８硕士学位论文第二章ＬＬＣ谐振全桥变换器设计方法的研究如图２．３所示，为并联谐振变换器［２０，２１１。全桥整流电路不是与谐振网络串联， 而是与谐振电容Ｃ，并联。整流桥输出经ＬＣ平滑滤波，向负载传送能量。当谐振 电容Ｃ．的两端电压为正时，整流桥二极管ＤＲｌ和ＤＲ４导通并流过输出滤波电感电 流Ｉｏ（输出滤波电感值一般较大，因此流过其的电流可近似看成直流）；当谐振 电容Ｃ，两端电压为负时，整流桥二极管ＤＲ２和ＤＲ３导通并流过电流入Ｉｏ。因此流 入整流桥的输入电流为方波电流士Ｉｏ，而整流桥输出电压为谐振电容Ｃ．的两端电 压ＶＢＢ’电压全波整流得来。由于输出滤波电感Ｌｏ上的电压在一个周期内平均为零，所以输出电压Ｖｏ等于经全波整流的ＶＢＢ’电压的平均值，也即ＩＶ，ｌ的平均值为输出电压Ｖｏ。图２－３并联谐振变换器拓扑并联谐振变换器的优点在于：工作频率／大于谐振频率Ｚ（Ｌ，与Ｃ，并联谐 振点），原边管实现ＺＶＳ开通；调节范围比较宽；其缺点是：电路中的循环电流 比较大；输出滤波电感比较大，不利于功率密度的提升。 ３．串并联谐振变换器图２４ ＬＣＣ串并联谐振变换器拓扑如图２．４为串并联谐振变换器（ＬＣＣ）ｆ２２１的拓扑。串并联谐振变换器可以看９硕士学位论文第二章ＬＬＣ谐振全桥变换器设计方法的研究作是串联谐振变换器和并联谐振变换器的结合，其中Ｌ，为谐振电感，Ｃ，为串联谐振电容，ｃｐ为并联谐振电容，通过全桥整流和ｂ、Ｃｏ滤波给负载传输能量。串并联谐振变换器的运行模式总的来说可以分为电容电压连续和断续两种模式， 当开关频率在ｆ＜ｆ／２范围内时，并联谐振电容电压断续，开关管零电压开通， 零电压或零电流关断。当开关频率在，／２＜Ｚ＜Ｚ范围内时，并联谐振电容电压 连续，谐振回路呈容性，开关管零电流关断，硬开通。此时可在开关管中串电感 使开关管电流在导通时缓慢上升，实现零电流开通。当开关频率在．ｆ＞．，：范围内 时，并联谐振电容上的电压连续，谐振回路呈感性，开关管零电压开关。 串并联谐振变换器的优点在于：原边功率ＭＯＳＦＥＴ实现了ｚＶＳ；电路的工 作频率变化范围比较窄。其缺点是：调节范围比较窄；电路内的循环电流比较大；输出滤波电感比较大。４．移相全桥变换器移相全桥变换裂２３，２４】综合了谐振和ＰＷＭ技术，是在全桥变换器的基础上发展起来的，它减小了全桥变换器在高频工作时的开关损耗。它的原理图如图２．５ 所示，直流输入电压为Ｕｉｎ，ＳＩ、Ｓ：、Ｓ３、Ｓ。为功率ＭＯＳＦＥＴ管，Ｄｌ、Ｄ：、Ｄ３、 Ｄ。是相应的体二极管，ＭＯＳＦＥＴ管还包括输出电容Ｃ。、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ。，Ｌｋ包括 变压器原边漏感和外串电感。ＩＩ；－＇铲厂ｌ Ｄ５｝ｌ上ＲＬｆ｝Ｉ＋ＵＳ 、－］ｃｏＴ ｌＬ’芦 ℃图２－５移相全桥变换器拓扑移相全桥变换器中四个开关管的零电压开通（ｚＶＳ）是利用电感Ｌ。和开关 管输出电容谐振Ｃ。、Ｃ：、Ｃ，、Ｃ。，漏感能量向电容Ｃ。、Ｃ：、Ｃ，、Ｃ。释放，使Ｃｌ、Ｃ：、Ｃ３、Ｃ。的电压降到零，体二极管Ｄ，、Ｄ：、Ｄ３、Ｄ。开通，为Ｓｌ、Ｓ２、 Ｓ，、Ｓ。的ＺＶＳ创造条件。利用移相技术，让两桥臂的开关管Ｓ，、Ｓ，和Ｓ，、Ｓ。的驱动脉冲之间保持一定的相位差，改变相位差，就可以改变有效占空比Ｄ， 而调节输出电压。从ｌＯ硕士学位论文第二章ＬＬＣ谐振全桥变换器设计方法的研究移相全桥变换器的优点在于：开关管在ＺＶＳ条件下运行，开关损耗小；控 制简单（脉宽恒定，只控制移相）有现成控制芯片（如ＵＣ３８７５）；恒频工作， 电压、电流应力小；可用两倍开关频率的滤波器，ＥＭＩ小。 其缺点是：轻载时，滞后臂开关管的ＺＶＳ条件难实现；原边有较大的环流， 增加了导通损耗；输出二极管无法实现零开关，其开关损耗较大；频率过高，谐 振过大都会造成占空比丢失。２．１．２ＬＬＣ谐振全桥变换器 ＬＬＣ谐振变换器结构于２００２年由浙江大学顾亦磊等【６】提出了。与前几种谐振变换器相比，ＬＬＣ谐振全桥变换器又有其独特之处［２５，２６】，见图２．６。 全桥ＤＣ．ＤＣ变流器因具有很高的功率密度和磁芯利用率而广泛应用于中功率场创２７１。全桥ＤＣ，ＤＣ变流器有多种拓扑，ＬＬｃ谐振全桥变换器主电路是在传统全桥电路结构和传统谐振电路结构基础上演变而来。其主要优点有：拓扑结构 简单，初级开关管可实现ＺＶＳ，且关断电流小；次级整流二极管可实现ＺＣＳ，可 消除反向恢复时的寄生振荡现象，效率较高，可高频化【２８１。ＬＬｃ谐振全桥变换器 主电路结构图２．６所示。嚣Ｖ一＇ｍ：开关网络卜振网络ｉ盛陋ｂ ｉ负载： ：Ｔ：Ｌ“一￡ ｝图２．６厂ｌ Ｄ５ ］上ｃｏＴＬＩＲＬＣＬＬＣ谐振全桥变换器主电路从图２―６可见，电路的主要部分是：直流输入、开关网络、谐振网络、变压 器、整流电路、滤波电路以及负载。其中开关网络包括四个功率ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ．、Ｓ：、Ｓ，、Ｓ。），Ｓ。和Ｓ，的控制脉冲是相同的，Ｓ，和Ｓ。的控制脉冲是相同的，而 且Ｓ。、Ｓ：、Ｓｐ Ｓ。的占空比都是５０％；Ｄ，、Ｄ，、Ｄ，、Ｄ。分别是功率ＭＯＳＦＥＴＣＩ、Ｃ２、Ｃｐ（Ｓ。、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ。）的体二极管；Ｃ。分别是功率ＭＯＳＦＥＴ（Ｓ。、Ｓ：、Ｓ，、Ｓ。）的寄生电容。谐振网络包括谐振电容Ｃ，、励磁电感Ｌ。和谐振电感Ｌ，。硕士学位论文第二章ＬＬＣ谐振全桥变换器设计方法的研究变压器为带中间抽头的理想变压器Ｔ，变压器原、副边的匝数比是Ｎ：１：１。变 压器副边输出是一个带中间抽头的双半波整流（全波整流）滤波结构，全波整流 二极管Ｄ，和Ｄ。，输出电容Ｃ。；负载ＲＬ。 为了下面讨论方便，谐振电容Ｃ，和谐振电感Ｌ，的串联谐振频率，定义为：Ｊ，＝＝―――｛―一 ２．石．√Ｌｒ．ｃｒ７（２．１）谐振电容ｃ，、谐振电感Ｌ，和激磁电感Ｌ。的串联谐振频率厶定义为：…‘￡：―――芦兰――一 ２?ｙ／＂?ｘ／（Ｌ，＋Ｌ。）?ｃ，（２．２）见图２―２，在传统的串联谐振变换器（ＳＲＣ）中，激磁电感Ｌ。被认为是无穷 大的，它不参与谐振，谐振回路仅由Ｌ，和Ｃ，构成的。为了实现原边开关管Ｓ１和 Ｓ２的ＺＶＳ条件，开关频率必须高于Ｌ，．Ｃ，谐振回路的谐振频率。然而对于全桥ＬＬＣ 串联谐振变换器来说，它的工作频率可以低于Ｌ，．Ｃ，的谐振频率．ｆ，但要高于 Ｌ。一Ｌ，一ｃ，的谐振频率厶。相对于传统的串联谐振变换器，它不仅可以工作在 ｆ＞ｆｒ和ｆ＝Ｚ的频率范围内，而且它可以工作在厶＜ｆ＜ｆｒ的频率范围之内， 此时变换器工作在升压状态，因而相对于传统的串联谐振变换器，适应的输入电 压范围更宽。因为ＬＬＣｉ皆振全桥变换器工作在ｆ＞，和ｆ＝Ｚ的频率范围内的工 作过程和ＳＲＣ类似，下面具体分析ＬＬｃ谐振全桥变换器工作在ｆｍ＜ｆ＜Ｚ的频率 范围之内的工作过程【２８１。 在厶＜ｆ＜ｆｒ工作频率范围之内，ＬＬＣ全桥谐振变换器的工作波形如图２－７ 所示。图２．７可以分成６个工作模态。在图２．６中，输出电容Ｃｏ假定为无穷大，因 此输出电压Ｖｏ可以被认为不变的。为了说明简单，忽略图２．６中给出的功率ＭＯＳＦＥＴ管的寄生电容。 模态ｌ：ｆｌ＜ｔ＜ｔ２。当ｔ＝‘时，Ｓ２关断，谐振电流给Ｓｉ的寄生电容放电，一直Ｎｓｌ上的电压为零，然后ＳＩ的体二级管Ｄｌ导通。此阶段中激磁电感Ｌ。上的电压 被输出电压钳位，所以，此时只有谐振电感Ｌ，和谐振Ｃ，电容参与谐振。模态２：‘＜ｔ＜厶。当ｔ＝ｔ２时，Ｓｌ在零电压下导通，变压器原边承受正向电压；二极管Ｄ５导通，而开关Ｓ２、二极管Ｄ６截止。此时谐振电容Ｃ，和谐振电感Ｌ， 参与谐振，而激磁电感Ｌ。不参与谐振，仅作为变压器。此时谐振电流按正弦波 规律增加，另外激磁电流从负的峰值到正的峰值线性增加。 谐振电流ｆ。和激磁电流‘之间的差值就是负载电流‘。，‘。通过输出整流二 极管Ｄ５传给负载。因为开关周期大于谐振电感Ｌ，和谐振电容Ｃ，的谐振周期，当 ｔ＝厶时，谐振电流ｆ。下降一直到与激磁电流乙相同。１２硕士学位论文第二章ＬＬＣ谐振全桥变换器设计方法的研究模态３：岛＜ｆ＜ｆ４。当ｔ＝岛时，Ｓｌ仍然导通，而Ｄ１处于关断状态。此时激磁 ＥｌｇＦ誊Ｌ。，谐振电感Ｌ，和谐振电容Ｃ，～起参与谐振。实际电路中的激磁电感Ｌ。远 远大于谐振电感Ｌ，，谐振电容Ｃ，和激磁电感Ｌ。构成的谐振周期远远大于开关周 期，因此在这个阶段可以认为激磁电流保持不变的。ｌＩＩＩＩｌｌＩ●Ｓ绉Ｉ Ｓ”Ｉ。％ｌＩＳｌｊＳ¨ｌｓ酗ｉ ｌ●ｌ每ｋ珍 饩ｌ Ｉ ｌ ＩＫ忐： ： ：ｌ斗ＫＩ珍：八Ｌ―一牝：【ｌ ｌ 。ｌ ｌ ｌｌ Ｉ ｌＩ Ｉｌ ｌ一 ７ｔｌ：Ｖ蹦ｊ嬉／．Ｉｌ！ＺＶＳＪｌ｜｜｜『｛ｌ炒ｌ Ｉ黼－一ｌ ｌ １Ｉｊ蹦矗＊歹７一、：／、：ｌ“ ｌ００一，’八：：ｌｔ∥缸＼Ｉ／妇＼ｌ 、ｌ∥ｂ＼ ∥ｋ＼ｋ―Ｉ！！ｔ２ Ｉｂｌ Ｉ缸ｌ ｌ乜ｌ￡７Ｉ！ｔｓｌ！：：Ｉ Ｉ－Ｉ图２?７在厶＜ｆ＜Ｚ期间ＬＬｃ谐振全桥变换器主要波形 模态４：ｔ４＜ｔ＜ｆｓ。当ｔ＝乙时，Ｓｌ关断，谐振电流给Ｓ２的寄生电容放电，一 直Ｎｓ２上的电压为零，然后Ｓ２的体二级管Ｄ２导通。此阶段激磁电感Ｌ。上的电压 被输出电压钳位，因此只有谐振电感Ｌ，和谐振Ｃ，电容参与谐振。 模态５：久＜ｔ＜ｔ６。当ｔ＝ｔｓ时，Ｓ２在零电压下导通，变压器原边承受反向电 压；二极管Ｄ６导通，而开关Ｓｌ、二极管Ｄ５截止。此时谐振电容Ｃ，和谐振电感Ｌ，参 与谐振，而激磁电感Ｌ。不参与谐振，仅作为变压器。 模态６：ｔ６＜ｔ＜ｔ７。当ｔ＝气时，Ｓ２仍然导通，而Ｄ６处于关断状态。此时激磁 电感Ｌ。，谐振电感Ｌ，和谐振电容Ｃ，一起参与谐振。实际电路中的激磁电感Ｌ。远 远大于谐振电感Ｌ，，因此在这个阶段可以认为励磁电流保持不变。对于ｔ７＜ｔ＜厶， 工作模态同模态１，后面的工作过程重复以上６个模态。 通过以上分析以及图２―７，可以看出ＬＬＣ谐振全桥ＤＣ．ＤＣ变换器的优点：原 边ＭＯＳＦＥＴ管ＺＶＳ开通，副边整流管ＺＣＳ开通；电路结构简单，效率比较高；高频和高功率密度；电路的输入电压范围和输出功率范围比较大；原边和副边管子上的电压应力比较低。１３硕士学位论文第二章ＬＬＣ谐振全桥变换器设计方法的研究其缺点是：短路时，原边的电流比较高；电路中的循环电流比较高。 通过串联谐振变换器、并联谐振变换器、串并联谐振变换器、移相全桥变换 器和ＬＬＣｉ皆振全桥变换器五个电路的简单分析和优缺点的讨论，发现ＬＬｃ谐振全 桥变换器具有上述四个电路的优点，又避开了部分不足，使得其有很好的研究和 应用价值。 当然，ＬＬＣｉ皆振全桥变换器也有它的缺点，但这些缺点，在其他四个电路中 也是存在的。但是，通过合理的设计，这些不足是可以克服的，但它的优点又是显然的。２．２ＬＬＣ谐振全桥变换器的特性分析上节分析了ＬＬＣ谐振全桥ＤＣ．ＤＣ变换器的工作原理，下面通过建立ＬＬＣ谐振全桥ＤＣ．ＤＣ变换器的等效模型，对该谐振变换器的频率、空载和短路特性进行 深入的研究。在分析中采用了美国ｍａｔｈｓｏｆｌ公司开发的数学ＣＡＤ软件系统ＭａｔｈＣＡＤ［２９１。２．２．１ＬＬＣ谐振全桥变换器的频率特性 为了更好地分析ＬＬＣ谐振全桥变换器的频率特性，采用一个线性交流等效模型【姗，如图２．８所示。 为分析方便，先做如下假设： （１）所用开关管、二极管、电感、电容和变压器均为理想。（２）开关管寄生电容不参与谐振，其影响可以忽略。（３）输出滤波电容Ｃｏ取值很大，故出电压纹波很小，可认为是直流电压。Ｖｉｌｌ疗场图２．８ ＬＬＣ谐振全桥变换器的线性等效模型图中Ｒ。。为电压型负载全波整流电路的交流等效负载，是实际负载从副边折 算回原边‘９１，可利用基波分析方法得到的：Ｒ。＝１１２ＲＬ?８／ｎ２，其中ｎ为变压器的匝比，ＲＬ为负载电阻。从谐振槽路入端看进去的回路阻抗：１４硕士学位论文乙２去圩妒Ｌ。＋蹴Ｉ』：竺：生：垦签第二章ＬＬＣ谐振全桥变换器设计方法的研究（２．３）为了分析简单，只考虑输入电压和输出电压的基波， 输出电压与输入电压的 直流增益【９】可表示为：尘受一ｌｕＩ志”妒Ｌ，＋等竣 口…ａｎ蹦Ｒｅ（Ｉ ｚ洒）Ｉ式（２．４）可简化为式：ＩＩ。ｖｏ』：竺：兰磐－－±竺：：坠！ｗ：（２－４）（２．５）Ｖ；ｎ１（２―６）其中：ｑ是谐振电容ｃｒ和谐振电感Ｌｒ的谐振角频率：ｑ２丽１％是ｃｒ、Ｌｒ和Ｌｍ谐振角频亨：％２顶霉藉１ｉ霉为分析方便，式（２．６）中的变量可以由三个规一化量来替代【３８１。 Ｑ是根据谐振电感Ｌ，和谐振电容Ｃ，的谐振频率来确立的频率规一化量：ｓ－２＝一皱ｎ国（２－７）Ｑ是根据变换器在谐振点时的谐振电感的阻抗ｚ，来确定的负载规一化量， 称为品质因素：Ｑ。去２费１５协８）庀是根据谐振电感Ｌ，把激磁电感Ｌ。规一化的量：硕士学位论文第二章ＬＬＣ谐振全桥变换器设计方法的研究七：ｋＬ，（２－９）由上面三个规一化以后， 可以得到输出电压与输入电压的直流增益表达式：’掷删２警２因此得到了输出电压的表达式：１（２．１０）缈＝ａｒｃｔａｎｌ志．（１＋－－１》７１［ｆ／－堋Ｖｏ＝Ｍ（ｋ，Ｑ，Ｑ）?ｖｉ。／ｎ一化量ｋ，品质因素Ｑ和工作频率归一化量Ｑ的函数。∽∽（２－１２）其中Ｍ（ｋ，厂，Ｑ）是ＬＬＣ谐振全桥变换器直流增益的函数，它是关于激磁电感归 根据式（２．１０），利用ＭａｔｈＣＡＤ分析ＬＬＣ谐振全桥变换器的主要特性。图 ２－９给出了固定ｋ后在不同的负载条件下工作频率和直流增益之间的关系图，图 ２．１０给出了在固定负载后在不同的ｋ下工作频率和直流增益之间的关系图。４●Ｍ孙’Ｊ－．……０：０．７Ｉ直３ 流 电 压…Ｏ＝０．３● ●●―――～Ｑ：０．５ Ｏ＝０．２５ＦＩ： ｌ一ｊＩ１?…??０＝０．２攫， 盆‘ｊ／、 澎 １ｄ萝――ｄｐ 妈，…Ｑ＝０．１辱，‘，？ 戋 二 毛―一一０：０．１５．‘，，－，● ．，●名当／、屯澳ｈ一５／＼迂莲蓬专 乏ｏｏ ’、 ｏ 三二ｏｏ～－’’ 、●＿ ‘●＿１０、ｌ Ｑ归一化频率图２－９ ｋ＝４时在Ｑ值变化下工作频率和直流增益的关系图从图２－９中可知，当激磁电感归一化量固定后，直流增益的变化和输出负载 的变化之间的关系就可以清晰地看出。当输出负载越小，也就是Ｑ越小时，ＬＬＣ 谐振全桥变换器的直流增益越大，同时它的输入电压范围和输出电压范围越大。 随着工作频率归一化量Ｑ的增加，ＬＬＣ谐振全桥变换器的增益减小。在轻载或者空载时，根据控制器的反馈信号，变换器的工作频率将上升来保持输出电压不１６硕士学位论文第二章ＬＬＣ谐振全桥变换器设计方法的研究变；当重载或者低输入工作电压时，根据控制器的反馈信号，变换器的工作频率 将下降来保持输出电压不变。从图２－９中还可以得知，当Ｑ＜Ｉ，也就是厂＜ｆ时， 它的直流增益有可能大于１，也可能小于１，对于ＬＬＣ谐振全桥来说，如果变换 器工作在这个区域了，需要避免工作在直流增益小于ｌ的状态；当Ｑ＞ｌ，也就是 ｆ＞，时，在任何负载条件下，它的直流增益都是低于１；当Ｑ＝ｌ，也就是厂＝ｆ 时，不管任何负载，此时它的直流增益总是等于１。 从图２．１０中可知，当输出负载归一化量固定后，直流增益随着激磁电感归 一化量的变化趋势就了解。当激磁电感归一化量越大时，ＬＬＣ谐振全桥变换器 的直流增益越小，从而导致此时的输入电压范围和输出电压范围都比较小。随着 工作频率归一化量Ｑ的增加，ＬＬＣ谐振全桥变换器的增益减小。在轻载或者空 载时，变换器的工作频率将上升来保持输出电压不变；当重载或者低输入工作电压时，变换器的工作频率将下降来保持输出电压不变。５曩直 流 电 压 增 盈４㈠ｌ ㈡Ｉ ㈡Ｉ?＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿＿－＿＿＿＿＿＿――ｋ＝ｌＯ ??－－?－－ｋ＝８１一一ＩＣ 一＾一Ｕ一――－?―－ｋ＝４－?＿－?＿＿?＿＿－?＿＿＿＿＿＿“ｋ＝２３飞；ｊ㈠●●－…－?ｋ＝１――ｋ：Ｏ．５．Ｉ，２《牲ｌｏ归一化频率 图２－ｌＯＱ＝Ｏ．２５时在ｋ变化下工作频率和直流增益的关系图２．２．２ＬＬＣ谐振全桥变换器的空载特性根据式（２―１０）可知，当输出负载电阻趋于无穷大时，即Ｑ值趋于０时，ＬＬＣ 谐振全桥变换器的频率特性为：Ｍ：＿』＿（２－１３） ｌ＋！一土图２―１ １给出了ＬＬＣ谐振全桥变换器的空载特性。从式（２．１３）可知，当频１７硕士学位论文第二章ＬＬＣ谐振全桥变换器设计方法的研究时ＬＬＣ谐振全桥变换器的输出电压Ｖｏ就不能调节了，这时它的增益是～个常量。Ｍ＝÷ １＋！（２―１４） 屹一ｋ２÷。南２÷’矗Ｌ ｋ／ｑ：Ｏ．ｂ０ ９协㈣＼－…一－Ｑ：０．３…０：０．０５一一Ｑ：０．１Ｏ：Ｏ．０３Ｍ直流电压增益Ｏ ８℃；。……Ｏ：Ｏ．０１～…０：０．００１ ≮专夸譬 ―怖．．．．．．．． ：一＿芝―＝：．＝ …ｏ■?’?㈣＿ 一―～ 、――一Ｏ：Ｏ．００５ ＼～’～，～、、。一’●一●●‘、●●．●●～、～＋～＼’＾、 ｜、１．．．、１ｌ ｌ２＼‘．、＼８ １０４６Ｑ归―化频率 图２―１ １ ＬＬＣ谐振全桥变换器的空载频率特性从式（２―１５）可以得到，ＬＬＣ谐振全桥变换器的最低输出电压ｒｏ抽。由变压 器的匝数比ｎ，激磁电感Ｌ。和谐振电感Ｌ，的比值所决定。如果输出端加了一个 小的假负载，那么Ｑ值趋于Ｏ不是无穷０，而是一个确定的正值，此时ＬＬＣ谐 振全桥变换器的增益如式（２．１０）所示。另外，如果随着工作频率归一化量Ｑ的 增加，它的直流增益快速下降，那么在空载时，只要加一个小的假负载就可以调 节输出电压。当最高频率比较高时，必须考虑变压器的分布电容，否则在最高频 率处将会出现正反馈，让输出电压更难调节，详见本章２．３节。２．２．３ＬＬＣ谐振全桥变换器的短路特性 根据式（２．１０），ＬＬＣ谐振全桥变换器的归一化输出电流为：硕士学位论文第二章ＬＬＣ谐振全桥变换器设计方法的研究，（后，Ｑ，Ｑ）＝Ｏ?Ｍ（ｋ，Ｑ，Ｑ）＝Ｑ（２．１６）ＬＬＣｉ，皆振全桥变换器输出短路，即输出负载电阻非常小，即品质因素Ｑ非 常大。图２一１２给出了ＬＬＣ谐振全桥变换器的短路特性。当输出短路时，变换器的 输出电流将非常大，尤其当变换器工作在谐振点时。因为当变换器工作在谐振点 时，它的电路阻抗是最小，所以此时电路的输入电流将非常大。当电路的工作频 率远远大于谐振频率时，它的工作电流将会小很多。因此，当变换器处于短路时， 可以通过增］ＪＩｌＬＬＣ－ｉ，皆；振全桥变换器的工作频率来限制变换器的工作电流。１∞●＿＿＿＿－－?－＿－－＿――Ｑ＝Ｉｔｔ● ●……Ｑ：２?－?―－――?――Ｑ＝３ ――?――Ｑ＝５＿＿?＿??＿＿＿＿＿＿＿＿――Ｑ＝７Ｉ●Ｉ８０●ｌ ，●ｌ●归ｔ垡６０ 疆ｑ出 电 流４０，●●●●－－－???Ｑ＝１０ ?―－－－－－?―－Ｑ＝２０ｌ●ｆｔ●…Ｑ＝１００●、 Ｉ●，●ｔ●。｜／、、ｔＵ．Ｂ一一，＿＿‘■ｔ＿哆图２．一掣一一 点Ｆ蔓二＿＝＿二一．．、≮． 。－?．？‘一＿羔－～－～；～，―’ｊ口＿，●’．－－＿＿＿一一０．９ｌ１．１ｏ归一化频率谐振全桥变换器的短路频率特性２．谐振全桥变换器参数设计方法目前， 振变换器参数设计大都采用试错法，通过不断的调试和修改来获得合适的参数，这样做不能从原理上解决实际工程参数设计问题。下面结合上节对振全桥变换器的频率、空载和短路特性的研究成果，充分发挥图解法，在问题分析过程中的作用，依据等效模型，结合频域和时域方面的研究成果【得出 法。 先明确 振全桥变换器的设计要求：振全桥变流器与Ｑ值的求解公式，提出一整套完整的参数设计方（１）变换器在额定输入电压时工作在谐振频率；（２）在最大输入电压、零负载时下变换器能够调节；（３）变换器在整个工作范围内能实现。硕士学位论文第二章ＬＬＣ谐振全桥变换器设计方法的研究对于一个ＤＣ．ＤＣ变换电路来说，在不同的应用场合，根据它所接的电源和 输出负载，大致可以分成四种变化状态，即输入固定输出固定，输入固定输出变 化，输入变化输出固定和输入变化输出变化。本文设计的全桥ＬＬＣ谐振变换器输 入和输出都变化。针对这种情况，先定义好设计ＬＬＣｉ皆振全桥结构需要的一些设 计规格，根据设计规格中已知设计条件，按照设计要求设计该类变换器结构参数。 ２．３．１设计规格 设计规格如下： （１）额定输入电压为圪。。，最小输入电压：圪商。，最大输入电压：圪一一； （２）正常输出电压为Ｖｏ一，最小输出电压Ｖｏ ｍｉｌＩ，最大输出Ｅｇ／玉，ｖｏ．一；（３）最大输出功率为ｅ；ｏ（４）谐振频率为ｆ；最大工作频率为Ｌ。除此之外，还需要一些附加的信息：（１）全桥中心节点Ｎ处的寄生电容为Ｃｚ昭＝２?吒＋ｅ聊／／２?Ｃ０，其中％为ＭｏｓＦＥＴ漏．源极之间的等效寄生电容；ｅ彻为与谐振电路并联的等效寄 生电容；（２）驱动信号死区时间Ｔａ∞ｄ。２．３．２参数设计 结合２．２节的特性分析，按照ＬＬＣｉ，皆振全桥变换器的设计要求，提出一套完整的设计步骤如下：１．确定谐振频率以及最大工作频率 要确定电路工作方式，首先要确定电路工作的谐振频率，对ＬＬＣ谐振全桥 电路结构来说，在额定电压输入情况下，电路都工作在谐振频率处。ＬＬＣ谐振 全桥ＤＣ．ＤＣ变换器谐振频率的确定需基于电源的效率和功率密度的要求。选定谐振频率Ｚ和最大工作频率厶（一般取Ｚ的１－３倍）。 Ｑ一＝厶／Ｚ２．求出最大、正常、最小电压增益（２－１７）为了使变换器在全电压输入范围之内能正常工作，也就是在最低输入电压下 电路结构有足够的电压增益保证输出电压的正常输出；在正常输入电压下电路结 构应该工作在最佳状态，效率达到最高；在最高输入电压下电压增益要保证输出 电压可以调节。最大、正常、最小电压增益计算公式如下：Ｍ。ｉｎ＝子旦矿（２―１８）硕士学位论文第二章ＬＬＣ谐振全桥变换器设计方法的研究虬２茬ｙ（２．１９）鸠。＝芝３．计算等效匝比ａ（２．２０）由图２．６的ＬＬＣ谐振全桥变换器的结构图，可以得到该类变换器的变压器的实际模型洲图２．１３（ａ），对图２．１３（ａ）进行简化成等效图２．１３（ｂ）。图２－１３（ａ）中，Ｌ２ａ＝Ｌ２ｂ，ｎ为实际的变压器匝比；图２．１３（ｂ）中ａ为等效匝比。在时域内可以推导出等效匝比ａ与实际匝比ｎ的关系式【明为：…‘√告一佶原边得到的电感值减去Ｌ．即得。∽２ｔ）其中Ｌ，为变压器原边漏感，测量方法：次边短路，用电表直接测量原边得 到的电感值。Ｌ。为变压器的励磁电感，测量方法：次边开路，用电表直接测量满感原（ａ）实际模型理想受艉器（ｂ）等效模型 图２－１３变压器模型依据等效图２．１３（ｂ），等效匝比ａ应该要保证正常输入电压的情况下，电路 Ｊ下好工作在谐振频率，处，应满足：２１硕士学位论文第二章ＬＬＣ谐振全桥变换器设计方法的研究ａ伽一．圪一＝―』２２唑圪。硎４．计算励磁电感和谐振电感的比值后［２１】（２―２２）根据ＬＬＣ谐振全桥变换器的空在特性，要选择合适的尼，保证变换器在最高输入电压、空载的情况下，在最大工作频率Ｌ处，也即Ｑ一处输出电压可调节。根据式（２．１３）可求得ｋ：』丝虹ｋ土１ １一ａ’Ｍ。面ＬＱ一２／－ － ● ●（２．２３）图解法见图２．１４，由图可知，两条线的交点处对应的ｋ即为所求的值。／ａ堋ｍｉｎ ，一一，…一－Ｊ一―“，啊（ｋ，１０００００，Ｉ．５）｛／ｆｌ Ｉ － ｌ２４６８ｍ图 厶Ｈ 图解法ｋ枞 值５．计算变压器匝比ｎ 结合第２步中得到的ａ和第４步得到的ｋ值，则变压器的匝数比可以确定：…．压６．计算反射到变压器原边的等效电凹ＭＪ（２．２４）呤万８＿８。．ａ２。∥８?孚设Ｚｒ＝ｑ?‘，根据式（２－３），得到谐振电路的归一化输入阻抗：（２．２５）７．计算最小输入电压和满载情况下变换器工作在ＺＶＳ区的最大品质因素邳＇Ｑ，Ｑ）－≥＝旒＋嚣协２６）其中互＝婉．Ｌ．，为特征阻抗。硕士学位论文第二章ＬＬＣ谐振全桥变换器设计方法的研究图２－１５不同Ｑ值下归一化输入阻抗的频率特性图２―１５中，所有曲线相交于归一化频率Ｑ一。根据空载（Ｑ趋于Ｏ）和短路（Ｑ趋于无穷）的两条曲线也相交于Ｑ一，可以求出：Ｑ一＝压ｆｆＭ ―ｑ＝１００（２．２７）??―?????????Ｑ－－５ 分界线 一一一Ｑ＝０．８ 一Ｑ＝ｏ－５ｆ ｆ ｌ＿●直 流１Ｉ一／／、于ｆ’’…。Ｑ：０．４一Ｑ＝０．３蛊增 垃￡。．。／吼．Ｊｊ‘ ｌｊ 、感性区２ ｆｊ＾ 尊彳彭．一：’ｊ／ ，／Ｉ 一容性区．．?’ｌｊ．，．．ｔ‘－‘。‘避 ｛ｊｌｌ……Ｑ＝０．２一Ｑ＝ｏ．１?－－－?――－－－－－－――Ｑｚ?、１“”芦霜。‘?－、～．感性区１～ｏ归一化频率图２．１６感性区与容性区设历（后，Ｑ，Ｑ）的虚部为零（即Ｚｎ的相角为零），因为Ｚｒ为实数，不影响 历（尼，Ｑ，Ｑ）的相角，可得感性区和容性区的分界线。分析结果为：Ｑ：（七，Ｑ）＝（２．２８）硕士学位论文第二章ＬＬＣ谐振全桥变换器设计方法的研究鲫皿弘√可ｂ一志Ｑ时，输Ａ，Ｎ抗呈感性。由此，可得最大电压增益为： Ｍ一（后，Ｑ）＝Ｍ［ｋ，Ｑ，Ｑ：（尼，Ｑ）】 把Ｏｚ（七，Ｑ）代入Ｍ（尼，Ｑ，Ｑ），得到Ｑ之卵式中：Ｑｚ表示输入阻抗为实数时的归一化频率；Ｑｚ表示最大的品质因素。低于（２―３０）心限Ｑ卜南红－＝瓦１?协３１）根据式（２―３１），可得到感性和容性区域的分界线，由图２．１６可见，对于每个给定的Ｑ值，增益曲线的峰值都落在容性区域。 把式（２―２８）代入式（２―２９）可得允许最大增益落在分界线上的最大品质因（２．３２）考虑到寄生电容的影响，需要在由式（２．３２）求得的Ｑ值取一些裕量，见第８步。 ８．计算最大输入电压和空载情况下，变换器工作在ＺＶＳ区的最大品质因素 变换器工作在感性区仅仅是全桥ＭＯＳＦＥＴ能，ＳＥ作在ＺＶＳ状态的必要条件，而 非充分条件。又因为在使用一次谐波近似法时，忽略了全桥中点上的寄生电容， 而这些寄生电容在死区过渡时间里需要进行充放电。为充分了解ＺＶＳ特性，把全 桥电路画成如图２－１７（ａ）所示的形式，图中：Ｃ。刚、Ｃ。。吐、Ｃ。。。，和Ｃ。刚为四个ＭＯＳＦＥＴ的、漏－源极之问的等效寄生电容；Ｃ。咖为与谐振电路并联的等效寄生电 容。见图２．１７（ｂ），因此， ＺＶＳ状态下在节点Ｎ处的总电容为：Ｃｚｖｓ＝２?Ｃ。。＋Ｃ卿／／（２?Ｃ。。）（２＿３３）工（ａ）全桥电路图工Ｃｏｓｓ２工Ｃｏｓｓ３丁Ｃｏｓｓ４（ｂ）寄生电容连接图图２．１７全桥电路及寄生电容连接图２４硕士学位论文第二章ＬＬＣ谐振全桥变换器设计方法的研究在过渡时问内，节点Ｎ上的电压波动△Ｕ＝Ｖ：。。为保证ＺＶＳ，ＭＯＳＦＥＴ的驱动电路必须加入死区时间ｋ。由于输入电流相位滞后于输入电压，故在第１个半周期结束后，仍有电感电流流入谐振电路，该电流就可给Ｃ川。放电，节点Ｎ上 电压从ＡＵ变化到零（在第２个半周期内则进行充电）。为保证ＺＶＳ，在第１个半 周期结束时的谐振电流（与开关周期相比，Ｔｄ酬可忽略不计，故电流的变化也忽略不计）必须大于在ｋ内给ｃｚｖｓ放完电所必需的最小电流【９】，即ＡＴ Ｔ 、，乞塔＝ｃｚｖｓ?詈∑＝【２?ｃ懈＋ｃ。哪∥（２?ｃ。。）】－｝址（２―３４）其中Ｌ路等于流入谐振电路的峰值电流，电路的无功功率即由此峰值电流决定。乞聒＝√２?厶?ｓｉｎＯ（２－３５）其中厶为流入谐振网络的总的电流有效值，ｏｈ式（２―５）为输入电流相对 输入电压的滞后角（即输入阻抗相角）。与有功功率相关的电流有效值分量【９】为：‰哳ｃｏｓ肚老（２－３６）则谐振电流有效值和输入电压、电流的滞后角９（即工作点处的输入阻抗相角）：厶＝厄≮孑万丽＝（２．３７）秒：ａｒｃＣｏｓｆ土１（２－３８） Ｌ％?厶／因此，可写出解析式：ｔａｌｌｐ：堕塑堕掣≥旦ｄ立（２－３９） Ｒｅ［Ｚｉ．（ｋ，Ｑ，ｆ２）】７／＂’乙ｄ‘最式（２―３９）就是整个运行范围内ＭｏＳＦＥＴ能工作在ＺＶＳ的充分条件。用上式 并不容易解出最小输入电压、满载时确保ｚｖｓ的Ｏ。因此，可先算出一个Ｑ眦。（最 小输入电压、最大输出功率时的输入阻抗相角为零），并取一些裕量（５％～１０％）。在设计的最后还要检查一下是否满足上式。当然，该充分条件也必须满足最大输入电压、空载的情况。在这种情况下， 可在满载时的Ｑ上附加一个条件来确保ＺＶＳ。事实上，空载时的输入阻抗为：Ｚｉｎ，ｏｐｅｎ∞）＿Ｊ¨’ｚ卜（１般）－去ｌ这种情况下，ＺＶＳ的充分条件为（２－４０）硕士学位论文第二章ＬＬＣ谐振全桥变换器没计方法的研究÷码ｂ≥年（２－４１）ｋ删（Ｑ一）ｌ‘压由此可得到最大输入电压、空载时ｆ约ｚｖｓ充分条件：让：＝昙‘石丽－１可ｅ’丽Ｔｄｅｎｄｃ２㈦要根据Ｃｚｖ。的大小，选择合适的Ｔｄｃａｄ，总的原则是：ＣｚＶ。越大，ｋ越大。９．选择整个工作范围内的最大品质因素为了在整个运行范围内确保ＺＶＳ状态，必须使变换器的最大品质因素低于Ｑｍ麒。和‰：中最小的１个。 Ｑｚ昭≤ｍｉｎ（０．９?既。ｌ，红２）１０．最小输入电压和满载时的最小工作频率（２―４３）利用哆＠，Ｑ卜意等于伊Ｍ一，可以解出Ｑ，从而得到允许最Ｑ。ｉｎ＝ （２．４４）则最小工作频率：丘；。＝Ｑ。蛔?Ｚ－Ｔ－－Ｚ’（２―４５）１１．谐振电路的特性阻抗和谐振元件参数‘２１１ Ｚ，＝Ｑｚ船?Ｒ口。 Ｃ，＝Ｉ／（２?／／＂?Ｚ?Ｚｒ） Ｌ，＝ｚｒ／（２?万?Ｚ）Ｌ。＝ｋ?Ｌ， （２．４６）（２＿４７） （２－４８） （２―４９）通过以上设计步骤，ｎ－ＩｐＡ得到如下参数：变压器匝比刀、谐振电感Ｌ，、谐振电容Ｃ，、变压器的励磁电感Ｌ。、最小工作频率厶。、谐振频率Ｚ、最大工作频率‘，以这些参数为依据，用ＳＡＢＥＲ软件进行仿真验证嗍，做必要的调整以后，就可进行ＬＬＣ谐振全桥变换器的主电路和控制电路的设计。硕士学位论文第二章ＬＬＣ谐振全桥变换器设计方法的研究２．４小结本章应交流驱动电力机车充电机电源的高转换效率的要求，研究高效率电能 转换主电路结构，对比了常用的谐振软开关电路拓扑结构与ＬＬＣ谐振全桥结构， 分析了各自的优缺，明确了ＬＬＣ谐振全桥的优势。接着详细介绍了ＬＬＣ谐振全 桥变换器结构的工作原理，针对ＬＬＣ谐振全桥结构，以ＬＬＣ谐振全桥的等效模 型为依据，分析ＬＬＣ谐振全桥的频率、短路和空载特性，结合国内外关于ＬＬＣ 谐振变换器在频域和时域内的研究成果，给出了ｋ和Ｑ的明确求解关系式，并以 此为基础，提出一套完整的参数设计方法，为后面的电路参数的设计提供了理论基础。硕士学位论文第三章基于ＬＬＣ谐振全桥的电源模块的设计第三章基于ＬＬＣ谐振全桥的电源模块的设计单个电源模块是整个电源系统的重要组成部分，其性能的优劣直接影响到整 个系统的性能。见表３．１，为整个充电机的设计要求，单个电源模块的设计以及 整个电源系统的设计都需要满足该设计要求。表３．１交流传动电力机车．蓄电池充电机技术规范设计要求 额定输入电压 最人输入电流 电池类型 电池容量 单个电池数目 最大输出电流 单模块输出电流 单模块额定输出功率 额定输出电压３ＡＣ４４０Ｖ ６０ＨＺ ３ＡＣ４５Ａ备注 允差士５％ 有效值铅酸 １７０【Ａｈ】 ４８［ｕｎｉｔ】ＤＣ １５０Ａ ＤＣ ３０Ａ额定总输出电流 单模块额定输出电流 输出１０８Ｖ／３０Ａ ＤＣｌｌ５．２【Ｖ】ＤＣｌ０８．０３．２４【ＫＷ】 快速充电电压 浮充电压 恒压充电转换到快 速充电电压２．２５Ｖ／单个电池，允差土１％ ２．２５Ｖ／单个电池，允差士１％ ２．２５Ｖ／单个电池，允差士１％ 输入４４０Ｖ，输出１０８ｖ／３０Ａ 输入４４０Ｖ，输出１０８Ｖ／３０Ａ １０％．１００％负载ｉｖ］ＤＣｌ００．８【Ｖ】纹波电压 峰．峰杂音 负载效应超调量 最低效率２００ｍＶ ５００ｍＶ １０％＞＝０．９环境温度２５０Ｃ，正常输入电压和８０％额定输出功率。蓄电池最人充电电流：Ｌ作温度范围 储存温度范围ＤＣ ３５Ａ对于轻度亏电的蓄电池允 许充电．２５℃－＋４５℃ 一４０℃－＋８０℃工业级别本章主要是按照技术规范进行单个电源模块的设计，主要包括针对该电源模 块的ＬＬＣｉ皆振全桥的谐振参数设计、主电路上的功率器件参数的设计与选择、控制和驱动电路的设计等。３．１基于ＬＬＣ谐振全桥的电源模块参数设计依据第二章的设计方法以及表３．１确定以下电源模块的设计规格： （１）输入电压范围为阢＝压．４４０．（卜５％）＝５９１ＶＤＣ，阢＝压．４４０．（１＋５呦＝６５３ＶＤＣ；（２）额定输入电压为硕士学位论文第三章基于ＬＬＣ谐振全桥的电源模块的设计胁一＝√２?４４０＝６２２ＶＤＣ（３）输出电压为ｇｏ晌＝１００．８ＶＤＣ，Ｖｏ一＝１０８ＶＤＣ，圪一＝１１５．２ＶＤＣ；（４）最大输出功率为Ｐｏ－－（ｖｏ一一＋■）’Ｉｏ＝（１１５．２＋０．８）?３０＝３．４８ＫＷ；输出整流二极管的导通压降以取０．８Ｖ； 除此之外，还需要一些附加的信息： （１）全桥中心节点Ｎ处的寄生电容为Ｃｚｖ。＝２．Ｃ。＋ｃ咖／／（２．Ｃ。），Ｃ。。可通过 查所Ｊ迄ＭＯＳＦＥＴ管（具体选型见３．２节）的芯片资料得到Ｃ。。。＝１．２５ｎＦ；根据工程 经验，Ｃ。，。ｙＹＲｌｐＦ一３００ｐＦ之间为宜，取Ｃ。哪＝１００ｐＦ，其中Ｃ。。为ＭＯＳＦＥＴ漏一源 极之间的等效寄生电容；ｅ姗为与谐振电路并联的等效寄生电容；（２）驱动信号死区时间ｋ。＝Ｏ．５ｐｓ。依此设计规格，进行参数设计，并应用ＳＡＢＥＲ仿真软件搭建ＬＬＣ谐振全桥仿真模型，对设计的参数的进行仿真验证。３．１．１电源模块参数设计 谐振频率为．ｆ，考虑到整体的效率要求和体积要求以及功率开关管ＭＯＳＦＥＴ 的开关频率上限等因素，选择．，＝＝２００ＫＨｚ；由于所选择的ＭＯＳＦＥＴ管容量都比 较大，节电容也较大，最大频率越高对驱动电路的要求也越高，在接了一定的假负载以后选择最高频率丘。＝３００ＫＨｚ。结合设计要求，依据第二章的设计方法，设计ＬＬＣ谐振参数得到：励磁电感与谐振电感之比：ｋ＝４．４６６；最低工作频率：厶ｉｎ＝１６２ＫＨｚ变压器匝比刀＝５．１７；ｚ，＝Ｑｚ珞?Ｒ。＝２９．５２１；Ｃ，＝１／（２?７ｌ＂?Ｚ?Ｚｒ）＝２７ｎＦ；Ｌ，＝ｚ，／（２?万?Ｚ）＝２３．５“Ｉ－ＩＬ。＝ｋ?Ｌ，＝１０５ｐＩ－Ｉ。下面依据以上的参数进行仿真验证【３¨。３．１．２参数的仿真验证目前电路与系统的仿真软件主要有ＭＡＴＬＡＢ、ＳＡＢＥＲ、ＰＳＰＩＣＥ和ＳＩＭＰＬＩＳ等，ＳＡＢＥＲ仿真软件与其他电路仿真软件相比，具有更丰富的元件库和更精确 的仿真描述能力【３３】，仿真真实性更好。在此采用ＳＡＢＥＲ进行ＬＬＣ谐振全桥参数的仿真验证，验证的主要内容有： （１）设计的参数是否在最低输入电压下带满载能稳定输出１０８Ｖ，开关管工作在ＺＶＳ状态；２９硕士学位论文第三章基于ＬＬＣ谐振全桥的电源模块的设计（２）设计的参数是否在正常输入电压下带空载和满载都能工作在谐振点附 近。 （３）设计的参数是否在最高输入电压下空载载情况下频率是否在设计的最 高频率以内，并且开关管工作在ＺＶＳ状态。１．搭建仿真图根据变换器的参数要求选择仿真元件，如果ＳＡＢＥＲ的模型库中没有对应的 模型，可以选择参数相近的模型，主要模型见表３―２。表３－２主要仿真模型列表模型名称ＳＧ２５２５ａ模型介绍 ＰＷＭ型控制芯片模型 ＬＭ２３９比较器模型ＬＭ２３９――ｓｌ ＬＭ２２４―．１ＡＰＴ８０３０ｌｖｒＬＭ２２４运放模型功率Ｎ ＭＯＳＦＥＴ模型，电流３０Ａ，耐压８００Ｖ Ｐ沟道ＭＯＳＦＥＴ模型，．１．０Ａ／－１００Ｖ Ｎ沟道ＭＯＳＦＥＴ模型，１．３Ａ／１００ＶＩＲＦＤ９１２０－ｓｌＩＲＦＤ１２０＿ｓｌＴｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ ＥＳＭ２４４――２００三个绕组的非线性变压器模型整流二极管模型，６０Ａ／２００Ｖ，反向恢复时间５０ｎＳ用表ｌ中的模型和其他一些常见的模型搭建整体仿真模型如图３．１。２．仿真参数设置仿真前需对仿真参数进行设置【３４１。为了观察电源输出达到稳态的过程，需 要设置一定长度的仿真时间，所以仿真时间取电路达到稳态所需要的时间。在直 流变换电路中， 达到稳态所需要的时间受输出滤波电容影响很大，为了节省仿真时间，可以把输出滤波电容的初值设置为比预想稳定时候的电压低几伏。这里我们取仿真时间为５ｍｓ。（１）步长一般取不大于开关周期的１／３００， （２）截断误差取０．００００１本电路中取１０ｎＳ。另外，在ＳＡＢＥＲ软件中，对电路做进行直流分析（ＤＣ分析）找到电路的静 态工作点，为其他分析（瞬态分析、小信号分析等）做好准备。然后做该电路的瞬态仿真分析，瞬态分析可以直观的查看电路中的各节点电压和电流的时域波形．通过分析这些波形可判断所设计的参数是否合理。硕士学位论文第三章基于ＬＬＣ谐振全桥的电源模块的设计图３．１ ＬＬＣ谐振全桥仿真模型３ｌ硕士学位论文第三章基于ＬＬＣ谐振全桥的电源模块的设计３．仿真结果分析 （１）最低电压输入 最低３ＡＣ４１８Ｖ／６０Ｈｚ输入，带额定负载电阻：３．６欧姆，做闭环仿真。图３－２ ４１８ＶＡＣ输入电压时驱动脉冲及其频率由图３．２可知，驱动频率为１６２．６ＫＨｚ，和设计的最低：［作频率１６２ＫＨｚ一致。 此时谐振电感和励磁电感的电流波形见图３．３。图３―３４１８ＶＡＣ输入时谐振电流和励磁电流波形图３．３中，实线为励磁电感的电流波形，虚线为谐振电感的电流波形。由图 ３―３可以知，励磁电流和谐振电流出现了比较长的重合区域，表明此时，励磁电 感也参与了谐振，该变换器工作频率在厶＜ｆ＜，范围内。图３４４１８ＶＡＣ电压输入时ＭＯＳＦＥＴ电压波形图３―４中，被截顶的波形为ＭＯＳＦＥＴ的Ｄ、Ｓ ｆＨＪ电压波形，未截顶的波形为 ＭＯＳＦＥＴ的Ｇ、ｓ间的电压波形。由图３―４可知，．丌关管此时工作在“软开通”状３２硕士学位论文第三章基于ＬＬＣ谐振全桥的电源模块的设计态，实现了ＺＶＳ。 图３．４中的波形为４１８ＶＡＣ电压输入时输出电压波形，由波形可知，输出电 压可以稳定在１０８Ｖ。图３―５ ４１８ＶＡＣ电压输入时输出电压波形（２）正常电压输入图３－６ ４４０ＶＡＣ电压输入空载时驱动脉冲当正常３ＡＣ４４０Ｖ／６０Ｈｚ输入分别带额定负载和空载（带５１０欧姆电阻），做 闭环仿真。驱动脉冲以及频率见图３－６，带额定负载（３．６欧姆负载电阻）驱动脉 冲以及频率见图３―７。图３．７ ４４０ＶＡＣ电压输入满载时驱动波形硕士学位论文第三章基于ＬＬＣ谐振全桥的电源模块的设计由图３－６和图３．７可知，当正常３ＡＣ４４０Ｖ／６０Ｈｚ输入空载时，工作频率为 ２０５ＫＨｚ，带额定负载时，工作频率为１９７ＫＨｚ，频率变化只８ＫＨｚ，符合ＬＬＣ谐振变 换器电路的工作频率在谐振点附近受负载影响小的工作特点。其中带额定负载 （３．６欧姆电阻）情况下的谐振电流和励磁电流波形见图３．８。图３－８ ４４０ＶＡＣ输入时谐振电流和励磁电流波形图３．８中，实线为励磁电感的电流波形，虚线为谐振电感的电流波形。由图 ３―８可知，变换器工作在谐振点。谐振电感和谐振电容谐振，励磁电感不参与谐 振。其中一个开关管的开通情况见图３－９。图３?９ ４４０ＶＡＣ电压输入时ＭＯＳＦＥＴ电压波形图３－９中，被截项的波形为ＭＯＳＦＥＴ的Ｄ、Ｓ问电压波形，未截项的波形为 ＭＯＳＦＥＴ的Ｇ、Ｓ间的电压波形。由图３－９可知，开关管工作在“软开通”状态， 实现了ＺＶＳ。 （３）最高电压输入 当最高电压３Ａｃ４６２Ｖ／６０Ｈｚ输入，带一５１０欧姆小负载（相当于空载），做闭环仿真。硕士学位论文第三章基于ＬＬＣ谐振全桥的电源模块的设计卜ｉ…■『１■一＿二＋０Ｉ Ｉ｜｜一０匿１卜习＋｝｜ｉ一一≯｜｜ｊｆＩ≯一｝『－｜｜‘一≯０．≯、『ｉ『＿¨０ Ｉ ｌ Ｉ ｊ ｜ 『 ｛ ｜ ． Ｉ 『 ｜ 『 『『．≥ｌ ｜ 『 『Ｉ ． ｛ ｝ 『 『：Ｉ ｜ Ｉ 。 。。。膏』一～ｊ ｜ ．薹电二二！！二二三二二圣＝．．：二二二二二。二二二＝三耋二二。二三二一ｐ ｊ。ｉ图３－１１ ４６２ＶＡＣ输入时谐振电流和励磁电流波形由图３－１１可知，励磁电流和谐振电流的波形基本重合，这是因为是空栽， 基本没有能量从高频变压器的原边传递到次边，所以这两个电流基本一致。图３．１２４６２ＶＡＣ电压输入笙载时ＭＯＳＦＥＴ电压波形图３．１ ２中，实线为ＭＯＳＦＥＴ的Ｄ、Ｓ间电压波形，虚线为ＭＯＳＦＥＴ的Ｇ、ｓ间的电压波形。由图３。１２可知，开关管此时工作在“软开通”状态，实现了ＺＶＳ。 按照仿真分析结果可知，设计的参数基本正确，能保证变换器在所有工况下 工作在谐振状态，该组参数可以做为电路具体设计和元件选型的依据。３．２电源模块主功率器件的选择交流传动电力机车辅助电源系统提供电４４０Ｗ６０Ｈｚ交流电，如图１―４所示，具体电路见附件中图Ａ．１。首先经过整流滤波电路变成含有一定脉动成分的直流电硕士学位论文第三章基于ＬＬＣ谐振全桥的电源模块的设计压，然后进入高频变换部分。高频变换部分的核心是全桥ＤＣ．ＤＣ变换器，它主 要由高频功率开关和高频变压器组成。高频功率开关将直流电压斩波，并由高频 变压器转换成所需的电压范围内的方波，最后电容作用下，得到所需１０８Ｖ直流 电压。为了满足高电压，大电流的要求，输入整流电路采用全桥整流方式。在电 源模块启动时，由于输出接有电容滤波，是相当于容性负载，所以冲击电流比较 大，易损坏设备和元器件。为了抑制冲击电流，电源模块采用了软启动；为了防 止电网的浪涌电压，电路中接有压敏电阻；为了防止对其他电源模块的影响，采用了ＥＭＩ电源滤波器。本次设计采用全桥式带变压隔离器的变换器，其相对应的基本变换器采用 Ｂｕｃｋ型，实际电路采用文章第二章提到的ＬＬＣ谐振全桥软开关拓扑结构。 １．输入输出ＥＭＩ滤波器 ＥＭＩ电源滤波器是一种由电感、电容组成的低通滤波器，它允许直流或低频 的信号通过，对频率较高的其它信号和干扰信号有较大的衰减作用。由于干扰信 号有差模和共模两种，因此电源滤波器要求对这两种干扰都有很好的衰减作用。 ＥＭＩ电源滤波器实质是ＬＣ无源网络，它利用阻抗失配的原理，使电磁干扰信号 得到衰减滤波器的滤波效果取决于阻抗失配的程度，阻抗差别越大（适配越大）， 滤波器的滤波效果越好。其基本原理【３５娜】如图３．１３所示。１．１ Ｉ．２Ｌ３Ｌ４图３．１３ＥＭＩ滤波器基本原理本次设计中输入ＥＭＩ电源滤波器选择北京理工大学中兴科技有限公司生产的三相交流模块，型号为：ＦＬＦＨ０６．３５Ｍ４０ＶＡＣ／５０／６０Ｈｚ模块，输出ＥＭＩ直流滤波器型号为：ＦＬＧＢ３２Ｄ．１００ＡＨ（１１０Ｗ１００Ａ）。 ２．输入整流桥 整流桥输入为６０Ｈｚ三相交流，电压为４４０ＶＡＣ，由于输入电压的正负波动， 输入电压最高为４６２ＶＡＣ，整流二极管的耐压应根据此电压进行选择；又由于输 入电流在最低输入电压带额定负载时为最大，整流二极管的的导通电流应根据此 电流进行选择。实际电路采用采用成熟的三相桥式整流模块。（１）整流桥的耐压：整流二极管最大反向耐压值确定原则【３７】：硕士学位论文第三章基于ＬＬＣ谐振全桥的电源模块的设计ＶＲ蹦≥４２?ａｏ?Ｋ。?Ｋ（３－４）式中：Ｖ；。――交流电压的有效值；Ｋ。――电源电压波动系数，Ｋ。＝１．０５ ａｏ――安全系数，取Ｑｏ＝１．５ ＶＲＲＭ――二极管反向恢复峰值电压。由式，则有： ＶＲＲＭ≥４２?１．５?１．０５?４４０＝９８０Ｖ根据整流桥的实际电压等级确定整流桥的耐压应在１２００Ｖ以上。（２）整流桥的额定电流【３刀：对于３０Ａ电源模块，考虑０．９的效率，则全桥变换器的容量为： Ｐ＝１１５．２×３０÷０．９＝３８４０Ｗ。所以额定电流值的确定原则：Ｉ私嚣式中：ｐ――电流安全系数，取为２； Ｐ――全桥变换器的最大容量； Ｖ：。――整流输入最小交流电压。将Ｐ＝３８４０Ｗ代入，得：（３－５）Ｉ私嚣瑙彳通过上述计算，留有一定余量，整流桥采用：清华大学电力电子厂生产的 ＭＤＳ系列的３０ＡＪｌ６００Ｖ的三相整流模块。３．谐振电容谐振电容在主回路中担当谐振和隔直的双重作用，该电容的选择要注意以 下几个方面： （１）谐振电容的容量由上一节的主电路参数设计，得到谐振电容的容量为２７ｎＦ，而市场上并没有这个容量规格的电容，需要在常用的容量规格中选择近似值，选择２２ｎＦ容量的电容。 （２）谐振电容的电压等级需要确定谐振电容在最坏情况下的最高耐压，由第二章对谐振回路的分析可知，当输入电压最低，带满负载时，谐振电容上的电压最高，由谐振回路的频率 分析方法【１０】可以得到式（３―６）。３７硕士学位论文第三章基于ＬＬＣ谐振全桥的电源模块的设计Ｖｃ一：！掣＋ａ．Ｖｏ一：６１嗍１０。蛐８Ｖ（３．６）因此选择１０００Ｖ以上耐压的电容。 （３）谐振电容的电流有效值 由于谐振电容参与了变换器的能量传递工作， 需要通过的电流有效值比较 大，流过的电流有效值【９１如式（３．７）。－一ｓ ２去。＝８Ａ（３．７）因此选择的谐振电容必须在一定的温升内能通过至少８Ａ的电流有效值。 根据以上分析选用ＥＡＣＯ ＳＴＣ一１ ０００Ｖ系列的高压电容，电容容量为２２ｎＦ， 能通过的电流有效值为１２Ａ。 ４．高频变压器 （１）高频变压器磁芯的选择 要设计变压器，首先要确定磁芯。目前铁氧体磁芯结构有ＥＥ型、ＥＩ型、Ｅ 型、Ｕ型、环形及罐型等。每种形状都有多种几何尺寸来满足不同功率高频变压 器的需要。选择磁芯形状的原则一般有：漏磁小、绕制安装方便、散热条件好。 ＰＱ磁心的体积与辐射面表面积及线圈的绕组面积之间的比例是最佳的，由于有 铁损和磁心面积成正比，而热辐射能力与辐射表面面积成正比，所以对于给定的 输出功率，ＰＱ磁心的温升最小【３９１。另外，由于体积与线圈绕组面积的比例是最 佳的，所以相同输出功率下变压器的体积也会最小，使用ＰＱ磁心可以显著提高 整体的功率密度，散热条件比较好，可以安全工作。 本电源模块的输出功率最大为３．４８ＫＷ，设计最低效率为９０％，所以输入最 大功率为３．８７ＫＷ，考虑到最低工作频率为１６０ＫＨｚ，参考ＴＤＫ磁芯手册【３９１，选择ＰＱ４０／４０的ＰＣ４０材料的磁芯，ＰＱ４０／４０的具体参数为：磁芯有效截面积：４＝２０１ｍｍ２ 有效磁路：ｔ＝１０１．９ｍｍ 磁芯有效体积：圪＝２０４５０ｍｍ３ 根据ＬＬＣ谐振全桥变换器的工作原理，变压器的激磁电流只有交流分量， 故变压器磁感应强度只有交流分量，留有一定余量，那么最大磁感应强度为： 取吃＝Ｏ．２Ｔ。 （２）高频变压器匝数的选择 确定变压器原边匝数【３９】：３８硕士学位论文第三章基于ＬＬＣ谐振全桥的电源模块的设计Ⅳ。：一旦《！竺一：ｌ兰型竺：４?１６００００?０．２?２０１：２２．９７ｌ（３－８）Ｋｆ’ｌ血一ｍ’Ａｔ其中足，窗口使用系数，常取４。则原边线圈取整数２３匝。确定变压器次边匝数：Ｍ＝Ｊｖｐ／ｎ＝２３／５．１７＝４．４４９ 考虑到漏感的分压，把次边匝数取大一点，取５匝。 （３）高频变压器原、副边最大电流值 变压器原边的最大电流值［９１：一（３―９）Ｉ１见胛＝――?２（３．１０）Ｉｐ一＝１２Ａ 变压器副边的最大电流值：５．谐振电感的选择Ｉ。。缸＝ｎ?Ｉ口一＝３５Ａ根据谐振电流８Ａ有效值的和谐振工作频率为２００ＫＨｚ，再参考ＴＤＫ磁芯手册【３９１，选用ＰＣ４０ ＲＭｌ２磁芯，它的具体参数为： 铁芯截面积：４＝１４０ｍｍ２铁芯窗ＩＥＩ面积：Ａ＝１ 铁芯有效体积：ｗ２１０ｍｍ有效磁路长度：厶＝５６．９ｍｍ旷＝７９６０ｍｍ３由于谐振电感的谐振电流中只有交流分量，故谐振电感感应强度只有交流分 量，为留有一定余量，那么最大的磁感应强度取为： 吃＝０．２Ｔ 经过实验测试和绕制，确定为５匝，加０．５ｍｍ气隙。６．功率ＭＯＳＦＥＴ管的选择 （１）功率ＭＯＳＦＥＴ管中的电流最大值Ｉｍ∞一＝√２?Ｉｃ。ＲＭｓ＝１１．３么（２）最高阻断电压（３．１１）‰＝胁。。＝６５３Ｖ为使功率ＭＯＳＦＥＴ通态较小，故选容量大一些的功率ＭＯＳＦＥＴ，实验中选用ＩＮＦＩＮＥＯＮ的ＣｏｏｌＭＯＳ．ＳＰＷｌ７Ｎ８０Ｃ３。其主要参数：ＴＯ．２４７封装；输出寄生电容Ｃ。。。＝１．２５ｎＦ（在厂＝１ＭＨｚ的情况下）；Ｖｏｓ＝８００Ｖ，２５。Ｃ；‰（。）＝０．２９ｆ＇２；厶＝１７Ａ，２５。Ｃ，１００。ｃ，１１彳。３９硕士学位论文第三章基于ＬＬＣ谐振全桥的电源模块的设计把Ｃ一＝１．２５，矿代入主电路的参数设计中，由于Ｃ…比较大，需要比较大的 死区时间，设定死区时间Ｔｄ浏＝０．５１．ｔＳ。 ７．输出整流电路 输出整流电路采用全波整流电路，通过整流二极管将高频变压器输出的正负 对称的方波整流成单向脉动直流，然后采用电容输出滤波，滤除二次侧整流电路 输出的脉动直流中的交流分量【３９１。在一组开关导通期间，电源通过滤波电感向 负载供电，一部分能量存储在滤波电容中；在开关截止时，存储在电容中的能量 继续向负载供电，此时负载电流来自滤波电容，这样得到了平滑的直流输出电压。 较大容量的输出整流电路主要有两种，一种是全桥整流方式，适用于输出电 压比较高、输出电流比较小时，可降低对开关管耐压值的要求；另一种是全波整 流方式，适用于输出电压比较低、输出电流比较大时，可减小整流桥的通态损耗。 由于输出最大电流为３０Ａ，为了减小整流桥的通态损耗，提高变换器的效率，采用全波整流方式，如图３。１４所示，Ｄ５和Ｄ６为整流二极管。］ｔ－Ｘ＂器，Ｌ］ｃＦｆ肾Ｃ｝ｋ．图３－１４整流滤波电路 （１）整流二极管整流二极管必须具有正向压降低、快速恢复的特点。二极管的选用可根据流 过输出二极管中电流的有效值和输出二极管的阻断电压来定，考虑到轻载时过压 尖峰的问题，反向耐压要有一个余量。但是反耐压越高，反向恢复电流越大，产生的过压尖峰会更大。输出整流二极管中电流有效值【８】ＩＤ５，嬲牿如２∽?出＝象北朋Ｌ６．嬲＝１０５．邶＝１２．４彳 输出二极管阻断电压％５一＝２’圪一＝２?１１５．２＝２３０．４Ｖ㈣－２）ｖ０６一＝２’圪一＝２?１１５．２＝２３０．４Ｖ硕士学位论文第三章基于ＬＬＣ谐振全桥的电源模块的设计由于逆变电路的开关频率最高为３００ＫＨｚ，所以选用开关频率大于等于 ３００ＫＨｚ的功率二极管。根据以上的分析，同时考虑一定的裕量，选用ＩＸＹＳ公司的ＤＳＥｌｌ２０快恢复二极管，反向恢复时间为３５ｎＳ，耐压为６００Ｖ，１１００Ｃ时电 流等级为７７Ａ。 （２）输出滤波电路输出滤波电路的作用是滤除二次侧整流电路输出的脉动直流中的交流分量， 得到平滑的直流输出，在开关电源中通常采用一级ＬＣ滤波电路，当要求输出纹 波很小时也可以采用两级ＬＣ滤波电路，由于ＬＬＣ谐振全桥变换器本身的特性， 输出只需要电容滤波就能满足要求，而且输出纹波电压相对较小。输出滤波电容 的大小是根据输出纹波电压和流过输出电容的纹波电流来决定，又考虑到电容体 积的大小，因此选择较多的高频电容和较少的电解电容，如图３．１４所示，Ｃｌ表示 小容量的高频电容，Ｃ２表示大容量的电解电容。３．３电源模块控制电路设计在第二章对全桥ＬＬＣ串联谐振变换器运行特性进行了详细的分析，结合其 运行特点设计电源模块的控制电路，其原理框图如图３―１５。图３?１５控制电路原理图正常工作时，负载电压跟踪电压给定，经过Ｐｌ调节器产生电压信号，该电 压信号控制ＳＧ２５２５改变驱动频率，从而在一定的输入电压范围和输出功率范围 内保持输出电压不变。 为了使电源在弱感性、小电流下启动，在电路中增加了软启动电路，驱动频率从高到低，工作功率从ｄ，Ｎ大逐渐增大。为了防止全桥中的上下桥直通，设置了一定死区，采用有负压的驱动电路进行驱动设计，保证了开关管的可靠关断， 同时设计了输入过压欠压和输出过流保护电路。完备的保护设计提高了模块电源的可靠性。４１硕士学位论文第三章基于ＬＬＣ谐振全桥的电源模块的设计３．３．１ＳＧ２５２５实现ＰＦＭ应用电路设计 这里采用通用的脉宽调制（ＰＷＭ）芯片来实现频率调制（ＰＦＭ）的功能。ＳＧ２５２５ｔ４０】为１６脚芯片，封装如图３．１６所示。是一种性能优良、功能齐全和通 用性强的单片集成ＰＷＭ控制芯片，具有外围电路简单，温度特性好，工作稳定 等特点。其输出驱动为推拉输出形式，增加了驱动能力；内部含有欠压锁定电路、 软启动控制电路、ＰＷＭ锁存器，有过流保护功能，频率可调，同时能限制最大占空比，ＳＧ３５２５／２５２５／３５２５为同一型号不同工作温度的芯片，其中ＳＧ２５２５的工作温度为．２５℃．＋８５℃，满足应用要求。¨＞：土、，孵 ＋‰ｏＵＴＰＵＴＢ飙 警∽。ｖｃＧＲｏＵＮＤ ｏＵＴＰＵＴＡ既∞裂 褂■燃｜｜ｌ乏瓣ＳＨＵＴＤＯＷＮ ＣｏＭＰＥＮＳＡＴＩＯＮ图３―１６ ＳＧ２５２５封装ＳＧ２５２５的基本工作过程【４ｌ】为：直流电源Ｖｃ从１５脚接入后分两路，一路加 到或非门；另一路送到基准电压稳压器的输入端，产生稳定的＋５．１Ｖ基准电压。 ＋５．１Ｖ再送到内部（或外部）电路的其它元器件作为电源。振荡器５脚外接电容 ＣＴ、６脚外接电阻ＲＴ，７脚外接放电电阻ＲＤ，一个双门限电压（从基准电压取 得），其高门限电压ＶＨ＝３．９Ｖ，低门限电压Ｖ．＝０．９Ｖ，内部恒流源向ＣＴ充电，ＣＴ的端电压线形上升，构成锯齿波的上升沿，当该端电压上升到ｖＨ时比较器动作，充电过程结束，上升时间ｔｌ＝Ｏ．７．ＲＴ．ＣＴ；比较器动作时使放电电路接通，ＣＴ放电， Ｃ，端电压下降，形成锯齿波的下降沿，当ＣＴ端电压下降到ＶＩ时比较器动作，放电过程 结束，完成一个工作循环，下降时问间ｔ：＝３．ＲＤ．ＣＴ，此时间即为死区时间。所以振荡器频率如式３．１３。。ｔｌ＋ｔ２厂：―ｊ一：―――――――ｊ【＿―――一：――――――ｊＬ――一（３－１０．７?ＲＴ?ＣＴ＋３?ＲＤ?ＣＴ３）ＣＴ’（０．７?ＲＴ＋３?ＲＤ）因为ＲＤ《ＲＴ≥ｔ２＜＜ｔ．，由上可见锯齿波的上升沿远长于下降沿，因此上升沿作为工作沿，下降沿作为回扫沿。 为实现频率调制【４２１，电路中将ＳＧ２５２５内部的误差放大器输出强制拉高，使 其输出信号为死区固定（死区时间ｔ，＝３．ＲＤ．ＣＴ）对称信号，所以ＳＧ２５２５振荡 器的频率主要是由ＳＧ２５２５的５脚外接电容ＣＴ和６脚外接电阻ＲＴ确定，如图３．１７ 所示，通过调节ＳＧ２５２５第６脚的电流，即相当与调节充电电阻ＲＴ的大小，来 改变芯片的驱动脉冲的频率。又由于ＣＴ不变，所以最小频率由ＲＴ决定，最大频率由ＲＴ／／（Ｒ。。。＋Ｒ删）决定，选定了这三个电阻的值以后，芯片的输出频率范围４２硕士学位论文第三章基于ＬＬＣ谐振全桥的电源模块的设计也就确定。图３．１７ ＳＧ２５２５实现频率调制（ＰＦＭ）电路图由于选定的最小工作频率为１６０ＫＩ－Ｉｚ，最高频率为３００ＫＨｚ，死区时间为０．}