求助：LM5118在boost状态带载能力差，电感电流大幅震荡，输出电压跌落，怎么办？-电源网
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求助：LM5118在boost状态带载能力差，电感电流大幅震荡，输出电压跌落，怎么办？
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有用过LM5118这个芯片的前辈吗？我做了一个6-45V输入，要求输出24V，带13A负载的电源。目前的状况是：
1，在VIN&20V以后，能带起的负载电流随着VIN的减小而减小，，，例如在VIN=15V的时候，只能带9A的负载，如果超过9A，电力电流开始震荡（在十几个周期内不断地上升，直到很大，然后快速的下降到0），输出电压从24V跌落到10V左右；
2，即使是稳定工作的时候，电感电流与开关导通也存在很大的相位差，见附图1&&
3，在VIN&40V的时候，电感电流尖峰较大，，，见附图2
希望使用过这款芯片的前辈指点一下！
&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&& 图1
&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&&& 图2
电源币：393&nbsp|&nbsp主题帖：27&nbsp|&nbsp回复帖：519
电路图有吗?
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拿出电路图大家才好讨论吗！
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补偿网络是自己设计的，还是依靠计算器设计的？
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网博互动旗下网站：第二章手持设备电源概述；但ＬＤ０的缺点是低效率，且只能用于降压的场合；在实际的设计工作中，许多依赖电池供电的产品通常需；§２．２．３开关变换电路；开关变换电路（Ｓｗｉｔｃｈｅｄｍｏｄｅｐｏｗｅｒ；开关型稳压器通常利用电感、变压器或电容器作为储能；在电源供电系统中选择开关型ＤＣ．ＤＣ转换器可以获；硕士论文；工ｒｉｖｅｒｔｅｒＢｏｏｓｔ；ＢｕｃｋＦＬＹ―ＢＡＣＫ
第二章手持设备电源概述
但ＬＤ０的缺点是低效率，且只能用于降压的场合。ＬＤ０的效率取决于输出电压与输入电压之比：ｎ＝Ｖ。。／Ｖ。。在输入电压为３．６Ｖ（单节锂电池）的情况下，输出电压为３Ｖ时，效率为９０．９％，而在输出电压为１．５Ｖ时，效率则下降为４１．７％。这样低的效率在输出电流较大时，不仅会浪费很多电能，而且会造成芯片发热影响系统稳定性。
在实际的设计工作中，许多依赖电池供电的产品通常需要多个ＬＤ０为数字和模拟电路分别供电，设计工程师在按照产品的设计要求选用恰当功能的ＬＤ０器件之前，必须对厂商提供的ＬＤ０数据表中存在潜在的容易令人模糊或被误导的概念加以辨别，并由此设计出性能指标最佳的产品。
§２．２．３开关变换电路
开关变换电路（Ｓｗｉｔｃｈｅｄｍｏｄｅｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｉｅｓ，ＳＭＰＳ）由于在体积”１、重量和效率等多方面的优势，已经被越来越广泛地应用于计算机、通信和家用电器等领域。电视、机顶盒和录像机等家电设备大都在使用这种电源．用于手机、ＰＤＡ甚至电动牙刷的许多电池充电器也在使用开关电源，因为它们具备传统线性电源所没有的优势。通常，如果需要一个ＤＣ输出，最简单的解决方式是使用一个线性电源，即包括一个变压器、一个整流器和平滑滤波电容器。有时需要一个线性调节器来调节输出，但对于简单的电池充电等应用，是不需要的。线性电源的优势在于简单、成本低，而ＳＭＰＳ比较复杂，成本高。一直到最近几年，线性电源曾被普遍采用，不可否认，线性电源比起ＳＭＰＳ仍具有一些技术优势，但是差距在逐步缩小。
开关型稳压器通常利用电感、变压器或电容器作为储能元件来将输入能量传递给输出负载。其反馈电路用于调节能量的传输，保证在限定的负载屯流范围内保持恒定的输出电压。转换器的基本电路结构包括升压型、降压型和反相型等，图２－４所示是ＤＣ―ＤＣ变换器的几种典型结构，当利用变压器作储能元件时，可以实现输出与输入之间的隔离。
在电源供电系统中选择开关型ＤＣ．ＤＣ转换器可以获得较高的效率和较低的热耗，从而可有效延长电源的使用寿命。同时通过在输出级添加适当的滤波电路，还能够将输出电压纹波降低至较小的范围。
工ｒｉｖｅｒｔｅｒＢｏｏｓｔ
ＢｕｃｋＦＬＹ―ＢＡＣＫ
图２－４开关变换电路控制结构
开关型变换电路的控制结构如图２―４所示，常见的Ｄｃ．ＤＣ转换控制技术有脉冲频率调制（ＰＦＭ）、电流模式ＰＦＹ、脉冲宽度调制（ＰＷＭ）等。ＰＦＭ调制电路的开关信号占空比通常为５０％，通过控制开关频率可提供稳定的输出电压。该电路结构比较简单，但电感的选择比较困难，因此输出电压有较大的纹波，并且，输出噪声／纹波的频谱在不同伏在是有较大的变化。电流模式Ｐ州结构与电压模式ＰＦＭ类似，但在电路中引入了电感峰值电流限制电路和一个单稳态电路，这样，一旦输出电压跌落到所允许的门限值时，控制电感充电的开关将导通为电感提供充电，直到电感电流达到所设置的电流门限为止。通常需要在电感的电流通路内连接一个电流检测电阻。当电感电流达到预置值门限之后”ｌ，开关断开并保持一段固定的时间（一般为ＵＳ级），以便其内部单稳态电路进行控制。在单稳态保持时间结束时．系统便将Ｖｏｕｔ与～个固定的基准电压进行比较，从而确定是否接通开关。由于电感的峰值电流是固定的，因而电感的选择相对电压模式比较容易，只要保证电感的磁芯满足峰值电流的要求即可。另外．固定的峰值电流，也使得输出电压的纹波比电压模式ＰＦＭ结构低的多。当然，输出噪声的频谱仍然随负载而改变。
ＰＷＭ控制技术能保持固定的开关频率，并可通过改变电感的充电、放电时间来保持稳定的负载电压。这种控制技术能够在教款的负载范围内保持较高的效率。此外，由于开关频率是固定的，因而使得噪声频谱的带宽很窄。这样，只需要简单的低通滤波器就能大大降低输出电压的纹波，因此。这种控制结构可被广泛应用与电信设备等对噪声干扰较为敏感的应用系统。
第二章手持设备电源概述
图表２－５典型Ｐ删控制电路
图２－５为典型的Ｐ删控制电路，图中的Ｖｏｕｔ经过分压后送入比较器的反相输入端，比较器的同相输入为基准电压Ｖｒｅｆ。当分压后的Ｖｏｕｔ低于Ｖｒｅｆ时，比较器输出信号以控制多谐振荡器工作，方波信号切换到开关控制端，控制开关导通或断开而时能量反复地从电感存储或释放，进而传递给输出电容。图２－６为电流模式ＰＦＭ控制结构，该电路比上述Ｐ删控制器复杂一些，其中有两个比较器：～个用于监测输出反馈电压，另一个用于监测电感的峰值电流。当输出电压超出稳压范围时，ＳＲ触发器控制Ｎ沟道ＭｏＳＦＥＴ导通，直到电感电流达到所要求的上限值。ＭＯＳＦＥＴ断开后，单稳态定时器被触发，开关在设计的时间内保持开路状态。
图２－６电流模式ＰＦＭ控制结构９
ＰＮｄ控制器有两种不同的结构。电压模式ＰＷＮ控制器将反馈电压与基准电压之间的误差加以放大，然后将放大后的误差信号作为比较器的门限与控制器内部的斜波电压发生器的电压输出进行比较，晟后用比较器输出来驱动主开关。电压模式Ｐ眦控制器的误差电压越大，比较器门限值就越高，开关保持导通时间也越长，电感的峰值电流也就越大，从而保证电感可存储的能量也越大。电流模式Ｐ删控靠《器中加入了电流检测功能。电感电流与误差电压产生的门限值相比较，开关在每个时钟的上升沿导通，当电感电流达到峰值门限时开关断开。这种控制结构比电压模式Ｐ硼控制器更能改善系统的稳定性。
控制器是开关变换器中集成度最高的部分，目前流行的Ｂｕｃｋ控制器基本集成了除输入输出电容、储能电感外的其他所有器件。其主要功能是完成输入误差信号到输出控制信号的转换，即控制算法的实现。Ｂｕｃｋ开关控制算法的实现主要由控制器内的时钟部分、误差放大部分、逻辑控制部分来完成。
时钟频率影响输入误差信号变化到输出控制控制信号变化的反应时间，主要影响控制器的瞬态响应特性。误差放大部分和逻辑控制部分是控制算法的核心实现部分，决定控制器总的控制模式。表格２－２列出了几种主要开关控制模式（控制算法）的技术特点对比：表格２―２主要开关模式技术特点
ｌ控制模式脉冲频率调制（ＰＦＭ）
固定的开启脉冲宽度，
工作原理通过调整开启脉冲频率
使输出恒定。
轻负载效率高，间歇式
特点脉冲宽度调制（Ｐ硼）固定的开关频率，通过调整开关占空比维持输出的恒定。重负载下较高效率，电感电流波动较小，
纹波小，电感要求低。
重负载ＰＦＭ／ＰＷＭ通过检测电感电流，在ＰＦＭ／Ｐ咖控制模式间自动切换ＰＦＩ，ｆ／Ｐ砷ｔ在轻／重负工作瞬时电流波动大。纹波大，对电感要求高轻负载载下的优势互补，宽范围内保持高效率较宽范围适用环境
从表格的对比分析可以看出，几种控制模式在性能上的主要区别是负载范围与效率的关系。在具体的控制器选择时应根据设计指标中负载工作范围的要求，优选合适的控制模式。同时，ＰＦＭ模式由于其“间歇式”的工作方式，使电感上的电流波动峰峰值大于相同外围参数下的ＰＷＭ模式，输入输出纹波较大。相同的输出电流及纹波上限参数条件下，ＰＦＭ要求比ＰＷＭ选用更大感量、更大饱和电流的电感，这两个参数的增大无疑会增大电感的成本和体积，给整机设计带来难度的增加。
另外，开关变换器中功率消耗最大的元件是续流二极管，其功率消耗为二极管的导通电压与电流的乘积。由于该功耗将会降低系统的总体效率。因此，为减小这一损耗，绝大多数Ｄｃ―Ｄｃ转换器中选用肖特基二极管。因为它具有较小的导通压降，而且开关速率很高。因此可最大限度的提高效率。另外，目前在小功率手持设备中普遍采用同步技术取代该二极管，即用一个开关替代该二极管。即所谓的同步整流结构，以使其在主开关闭合时同步整流开关断开，主开关断开时同步整流开关导通。这样开关变换器最大的一部分损耗就被降低了很多。０
第二章手持设备电源概述
§２．３ＢＵＣＫ型Ｄｃ―Ｄｃ变换电路原理分析
图２―７是标准Ｂｕｃｋ变换器的原理示意图。Ｂｕｃｋ型开关变换”１器的基本原理是通过开关状态的切换实现储能元件电感的充电和放电，进而实现输入电压Ｖｉｎ到输出电压Ｖｏｕｔ的降压转换。各状态的信号分析如下：
Ｉ！ｒ１‰ｌ
图２―７Ｂｕｃｋ变换器原理示意图
Ｉｏｎ状态
控制器控制开关管Ｑ导通，电源Ｖｉｎ及输入电容、开关管Ｑ，电感，负载及输出电容构成了该状态下的通电回路。电源通过该回路向电感充电，电感上的电压及电流变化可表示为：
ＶＬ：工×皇芸等她（＋）：孥×乃ｎ出、’上式２―１…。
由上式可知，电感电流的变化值与电感量和开关频率成反比。电感电流纹波是输出电压纹波的源头，因此通过改变电感量及开关频率就可以得到系统希望达到的输出纹波参数。
Ｔｏ仟状态
控制器控制开关管Ｑ关闭，电源Ｖｉｎ断开。电感通过序流二极管向负载供电，电感电流变化如式２－３所示。除电流变化方向不同外，Ｔｏｆｆ状态的电感电流同回路电感量和开关频率的比例关系与Ｔｏｎ状态相同。
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请教各位前辈，这个电路的电感电流如何测试呢？
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本帖最后由 lycf 于
17:24 编辑
输入电压为220V交流电。想用示波器测图中电感的电流，用什么办法测比较好呢？电感是130mH的。谢谢各位了！
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主要看示波器地线夹所在位置对地阻抗。对地阻抗小则测量对电路工作影响小。
采样电阻应该接在电感右端与D10上端之间，且示波器地线夹夹在D10上端，因为这 ...
简单的方法：与电感串联一支小电阻，用示波器看该电阻上电压波形。
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简单的方法：与电感串联一支小电阻，用示波器看该电阻上电压波形。
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补充 ：220V输入时采用隔离变压器的，我用示波器的探头直接夹在电阻R13两端测，示波器没什么事情。之所以这样子测，是因为R13到整流桥输出负端的电压比较大，示波器最大输入电压也只有300V。不过都没见过网络上有人这样子接的，不知道是不是示波器探头的地一定要接电路的地才可以的呢？
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谢谢maychang前辈，那可以用示波器探头直接夹在串的电阻两端测吗？
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之前有看过一个讨论如何用示波器测试电流的帖子，帖子如下：
里面有提到用示波器的双通道测试电流这个方法。但是不知道用单通道能不能测的。就是用示波器的一个探头直接夹在电阻的两端测波形。
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主要看示波器地线夹所在位置对地阻抗。对地阻抗小则测量对电路工作影响小。
采样电阻应该接在电感右端与D10上端之间，且示波器地线夹夹在D10上端，因为这一点对地阻抗小，有470uF电容到地。
顺便说一句：D10和D11两支稳压管并联，没有必要。D12D13也是一样。
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谢谢maychang前辈不吝赐教！
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本帖最后由 lycf 于
17:06 编辑
我用maychang前辈教的方法测了电路中电感的电流的波形，电感串的电阻为0.05欧姆，（实测值为0.036欧姆）。电感的电流波形如下。从波形中看，电流最大值都达到1.7A 了。请教前辈，这个电感有没有饱和呢，波形有点怪。波形周期大概100HZ，是220V交流电整流之后的频率。
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这是展开之后的，电感的电流波形
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这个是MOS管G和S之间的电压波形。
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MOS管G和S之间的电压波形2
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MOS管的D和S 之间波形
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上面那个波形中的尖峰，展开之后的情况。
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呵呵很有帮助呀
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常用的做法是在电感与电路中串入一导线，尽量宽而短。
再使用电流探头进行测量。
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本帖最后由 wen77 于
21:04 编辑
仿真波形，这个电路带载能力比较小，负载为1k电阻时，波形如图；另外D5要用快恢复二极管，要不MOS管关断时毛刺很高
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wen77 发表于
仿真波形，这个电路带载能力比较小，负载为1k电阻时，波形如图；另外D5要用快恢复二极管，要不MOS管关断时 ...
对的，这个电路带载是比较小。前辈用的是什么仿真软件呢？multisim吗？另外我用快速恢复二极管做过实验了，和1N4007没有什么差别。这个电路的电感电流是断续的，不是连续的。
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wen77 发表于
仿真波形，这个电路带载能力比较小，负载为1k电阻时，波形如图；另外D5要用快恢复二极管，要不MOS管关断时 ...
后面发现，mos管的尖峰是因为我输入用了220V~220V的隔离变压器造成的，去掉隔离变压器之后，尖峰就没了。
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热门推荐 /3我在想，是否有电流限制呢，或者功率管是否电阻太大使电流限制很小。
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& &关于电流限制，我查看了过流保护输出，我设置的过流保护有4A左右，所以OCP并为保护。
&&至于你说的功率管电阻太大是限制电流很小怎么理解呢？是说功率管的驱动能力不够引起的么？我试过将功率管通过PWM脉冲取驱动一个6A的理想电流源，结果显示功率管能够通过6A电流，我以为这样就可以说明功率管驱动能力达标了。不知道我的看法是否正确，求指导！
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你看下你仿真外部元件是否在这个条件下 已经不正常了。
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看来像是环路增益不够，可能是EA增益太低或者电压转电流增益不够
将EA的低频增益增大试试，例如在输出加多个cascode，如果不稳定就加电容，
看看输出会否接近5V，和此时EA输出电压是否正常
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& & 请问EA输出摆幅不够是属于环路增益不足的范畴么？还有就是像我在问题中说的那样，我找那样判定不是EA输出摆幅引起的是否合理呢？
另外，弱弱的问下你所说的“电压转电流时的增益不够”是什么意思？造成这样的原因是什么呢，就是说是哪类模块或那个期间会产生这类影响呢？
最后还有个问题想请教大神，请问采样电路采样误差大的话会对电路产生什么样的影响呢？我现在就在分析这一块，不过还未有思路
谢谢指导！
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LZ是峰值电流模式吗& &斜坡补偿也可能会影响带载能力的
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采样电流 或者 采样电阻弄小点吧，是你的电流环路带载能力不够
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另外 你要输出3A ocp设置在4A 也是偏小的，建议弄到4.5A 以免有的corner过不了
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Buck DC/DC所能够带的负载能力是决定于PWM输出的占空比。
（1）假设PWM输出的占空比已经为100%,还是不能够带到3A的电流，说明是功率管的导通阻抗设计得过大，导致效率很低，负载能力上不去。从你的回来来看，你利用固定的占空比驱动功率管，能够输出3A的电流，输出电压也可以达到5V，说明不是这个问题。
（2）你调整EA的输出摆幅问题，其实表现出来是输出摆幅问题，其实是(Isense+Islope)*R上升斜坡太快，导致你的EA需要输出比较高的电压才能够大道所需要的占空比，如果EA的输出电压过高，会导致EA的Gain下降，导致VREF-VFB的压差增大，表现出输出电压只能够4.5V，导致你的PWM占空比提不上去。如果PWM占空比提上去了，负载能力肯定可以提上去。你可以尝试减小R看负载能力能否提上去。Isense为sense电流，其实前面还有个系数，这里就不说了，Islope为斜坡补偿电流。
因为你描述得不是很清楚，上面的方法未必能够解决你的问题。
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