TD-LTE系统家庭基站接收机灵敏度和底噪的研究分析
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摘要: 随着标准化的进行，TD-LTE系统家庭基站的部署已
经势在必行，而家庭基站射频指标的确定在某种程度上会
对商用系统起到一定的指导作用。本文采用数值分析和系
统仿真两种方法，通过分析宏蜂窝和HeNB之间的干扰，
研究了HeNB接收机的灵敏度和底噪。数值分析方法给出
的建议值比较严格，通过系统级仿真给出的建议值相对比
较宽松，Home NodeB设备提供商可以根据具体情况参考
相应的建议值。
&研究与探讨
责任编辑：左永君
61 2010年第20期
【摘 要】文章主要研究TD-LTE系统中部署的家庭基站接收
机灵敏度和底噪的指标问题，详细阐述了射频指标研究的数
值分析方法和系统级仿真方法，介绍了系统级仿真的拓扑结构、路径损耗模型、功率控制过程等，最后给出了TD-LTE
系统家庭基站接收机灵敏度和底噪的建议值。
【关键词】TD-LTE HeNB 接收机 灵敏度 底噪 宏基站
收稿日期：
随着移动通信的发展，数据业务占业务总量的比率
越来越高。统计表明，高速的多媒体业务和宽带业务更多
地应用于室内和热点地区，因此解决3G网络的室内覆盖
是3G部署成功的关键之一。家庭基站（Home eNodeB或
Home NodeB，HeNB或HNB）是一种新型的小型化、低
功率基站，主要部署在家庭或办公室等室内环境，具有成
本低、接入方便、提高容量等优点，因而部署家庭基站以
解决室内覆盖成为业界提出的一种新的解决方案。
HeNB具有用户自行配置、网络拓扑结构实时变化等
特点，在HeNB广泛使用的情况下，其对宏蜂窝网络性能
的影响越来越受到关注。其中HeNB的射频指标能够在很
大程度上影响宏蜂窝性能，所以在TD-LTE标准中，家庭
基站的发射机和接收机的射频指标是各个厂商关注的一个
重点。通过合理、准确的仿真得到相关的射频指标，对家
庭基站商用具有重要意义。
本文主要研究了家庭基站射频指标中接收机的灵敏
度和底噪，通过仿真和理论分析给出各个射频指标相关的
2 接收机灵敏度和底噪的研究分析
2.1 基本概念
接收机灵敏度是指在某参考测量信道的吞吐量满足要
求的情况下，接收机天线端口处可以接收的最小电平[1]。
接收机灵敏度损失用Δs 表示，计算如下：
dB 10lg 10lg[1 10 ]
N s ⎛ + ⎞ −
Δ = ⎜ ⎟ = +
⎝ ⎠ （1）
其中，I 为干扰电平，即被干扰系统在工作带宽内接
收到的来自干扰系统的干扰功率，单位dB；N 为接收机噪
声电平，计算公式为：N (dB)=-174+10lg(BW )+NF ，BW
TD-LTE系统家庭基站接收机
灵敏度和底噪的研究分析
刘婧迪 张 欣 曹 亘 潘 峮 杨大成 北京邮电大学无线理论与技术研究实验室
研究与探讨
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2010年第20期
表示系统带宽，NF 为接收机的等效噪声系数。因此，在
研究HeNB接收机灵敏度的时候，需要首先研究HeNB接
收机的底噪提升情况（I -N ）。
HeNB接收机底噪的提升，一方面会降低其接收机的
灵敏度；另一方面，会影响与之共存的宏蜂窝系统的容
量，即为了达到基站端SNR的解调门限，家庭基站用户
（HUE）通过自适应功率控制使其功率控制选择的MCS
等级发生变化，进而影响HUE发射功率的设置，从而增
加宏蜂窝上行链路的干扰，对宏蜂窝上行链路的性能产生
基于以上分析，下文将首先建立研究接收机灵敏度
的干扰模型，即宏蜂窝和HeNB两个系统的共存模型，然
后分别使用数值分析和仿真两种方法进行HeNB接收机灵
敏度的研究，最后得出结论。
2.2 接收机灵敏度和底噪的研究场景
干扰场景如图1所示，在已有的宏蜂窝网络中部署
HeNB，可以提高室内和热点区域的覆盖性能；但同时可
能会引入对宏小区的干扰，进而影响整个宏小区的吞吐
量。因此需要提出合理可靠的HeNB的射频指标，来控制
新加入的HeNB系统对宏小区的影响。图中的干扰链路主
要有：宏小区用户（MUE）上行对HeNB的干扰，HUE上
行对MeNB的干扰。下文将对两个干扰链路做详细分析。
图1 宏蜂窝和HeNB的干扰场景
2.3 接收机灵敏度的评估方法
研究射频参数的方法一般分为数值分析和系统级仿
数值分析的方法基于链路预算，简单高效，通过将
具体数值带入公式计算出路径损耗、干扰情况、系统容量
等相关参数，进而得出所需的射频指标，比如接收机灵敏
度等。但由于一般选取干扰最严重的情况进行分析，所以
数值分析给出的射频指标建议值会相应地比较严格。
系统级仿真一般分为静态仿真和动态仿真。静态仿
真又称为蒙特卡洛仿真，是无线通信系统射频指标研究中
的经典方法，主要通过抓拍（snapshot）的方法实现。
每次抓拍终端都服从均匀分布，从而可以通过有限次抓拍
来模拟实际系统中用户的各种位置情况。用蒙特卡洛仿真
方法所得结果比数值分析的结果宽松。
为了得到更全面的研究结果，本文将分别采用两种
研究方法给出HeNB接收机灵敏度和底噪的建议值。
（1）数值分析法
干扰场景如图1所示，TD-LTE系统的物理下行控制
信道PDCCH，承载分配调度和其他控制信息，对保障下
行传输的正常进行十分重要。所以，MUE为达到宏蜂窝
基站的覆盖要求，PDCCH性能必须满足下式：
MeNB PDCCH
HeNB MUE DL
其中，P MeNB-PDCCH 是宏基站下行控制信道的发送功
率；P HeNB 是HeNB的发射功率；PL MeNB-MUE 和P LHeNB-MUE 分
别为MeNB和HeNB到MUE之间的路径损耗；ACIR DL 为
HeNB到MUE的隔离度；I intra 为宏蜂窝系统内干扰；SNR t
为PDCCH的解调门限。
M U E 与H e N B 距离非常近， 假设主要干扰来自
HeNB，即忽略上式分母中后两项，则HeNB与MUE之间
的路损需满足：
t MeNB MUE HeNB
DL MeNB PDCCH
⋅ ⋅
假设HeNB与MUE之间上下行信道条件无明显差异，
则MUE到HeNB的路损满足PL MUE-HeNB =PL HeNB-MUE ，所以
HeNB受到的上行干扰为：
UL MUE HeNB
⋅ （4）
其中，P MUE 为MUE的发射功率，ACIR UL 为MUE到
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HeNB的隔离度。
将（3）式带入（4）式取等号得：
MUE DL MeNB PDCCH
UL t MeNB MUE HeNB
ACIR SNR PL P
⋅ ⋅
⋅ ⋅ ⋅
在宏蜂窝上行链路，为达到TD-LTE系统的物理上行
共享信道（PUSCH）的解调门限SNR UL ，MUE的发射功
率至少为：
UL MeNB MUE
I PL −
MUE UL UL MeNB MUE P SNR I PL− ⇒ = ⋅ ⋅
其中，IUL 为MeNB受到的上行干扰。
将（6）式带入（5）式得：
UL UL DL MeNB PDCCH
SNR I ACIR P
ACIR SNR P
− ⋅ ⋅ ⋅
⋅ ⋅
根据文献[2]中表格8.4.2.1-1，SNR t =-1.6dB；根
据文献[3]中表格8.2.1.1-4，为达到最大吞吐量的70%，
SNR UL =2.4dB；另做如下假设：ACIR DL/ACIR UL =3dB，
P MeNB-PDCCH =46dBm-10lg50，P HeNB =20dBm。带入（7）
式得：I =16+IUL （dB）。
以上的分析显示，HeNB的噪声抬升比MeNB高
16dB。因此，建议HeNB的接收机灵敏度比MeNB低
16dB，即为-101.5dB-16dB=-85.5dB。
（2）系统级仿真方案
用系统级仿真研究接收机灵敏度时，首先需要研究
宏蜂窝网络一侧，即HUE对MeNB的干扰：由于在TDLTE
的宏蜂窝系统中部署了家庭基站，家庭基站用户会在
上行对宏基站产生干扰，进而会影响宏蜂窝的吞吐量，造
成宏蜂窝系统吞吐量的下降，研究该干扰链路可得到在保
证宏蜂窝系统性能的前提下，能允许的HeNB接收机的最
大噪声；其次需要研究家庭基站一侧，即由于家庭基站和
宏蜂窝共存，来自MUE的干扰使得HeNB的灵敏度降低，
研究该干扰链路可得到为了对抗来自MUE的干扰，HeNB
接收机灵敏度需要调整的程度。下面将具体介绍网络拓扑
结构、路径损耗模型和功率控制过程，并对仿真结果进行
1）网络拓扑结构
本文所采用的HeNB模型是Femto Forum提出的Dual
Stripe模型[4]，如图2所示。它反映了密集城区下的楼层建
筑场景，具有一定的代表性。每一个Sripe是一个街区，
街区中有两栋6层楼，每层有2*N 个房间（N =10），两楼
间的街道宽10m。在每个街区的240个房间中随机选取M
个来部署HeNB，每个房间中最多部署1个HeNB，HeNB
的激活概率为100%。
图2 Dual Stripe模型
HeNB与宏蜂窝共存时的拓扑结构如图3所示。宏
蜂窝系统共7小区21扇区，采用Wrap Around技术消除
边界效应。每个宏蜂窝扇区中随机放置1个如图2所示的
模型，宏蜂窝用户均匀随机分布在扇区中，在存在激活
HeNB的房间中均匀随机放置一个HUE。
图3 宏小区和HeNB混合部署拓扑结构
2）路径损耗模型
在系统级仿真时，本文均采用文献[4]中建议的路损
模型，下面将分别介绍移动台与宏基站之间和移动台与
HeNB之间的路径损耗模型。
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◆移动台到宏基站MeNB之间的路径损耗模型
当移动台位于室外，其与宏基站之间的路径损耗为：
PL (dB)=15.3+37.6lgR （8）
其中，R 是基站与移动台之间的距离。
当移动台在大楼内的某个房间里时，路径损耗可以
PL (dB)=15.3+37.6lgR +Low （9）
其中，Low 是外墙的穿透损耗。
和（8）式相比，位于室内的移动台和宏基站MeNB
之间的路径损耗增加了从室内到室外的穿墙损耗。
◆移动台与HeNB之间的路径损耗模型
当移动台在室内，且和HeNB在相同的房间时，采用
下示路损公式计算：
PL (dB)=38.46+20lgR +0.7d 2D,indoor +18.3n [(n +2)/
(n +1)-0.46]+q *Liw （10）
其中，R 是移动台和HeNB之间的距离；0.7d 2D,indoor 是
房间内的墙的穿透损耗；n 是从移动台到HeNB的链路穿
越的楼层数；q 是移动台和基站之间间隔的墙的数目；L iw
是隔开房间的墙，即楼的内墙的穿透损耗，一般取值为
5dB。如果是单层楼房，需要去掉倒数第二项。
当移动台在房间外，它和HeNB之间的路径损耗为：
PL (dB)=max(15.3+37.6lgR , 38.46+20lgR )+
0.7d 2D,indoor +18.3n [(n +2)/(n +1)-0.46]+q *Liw +Low （11）
当移动台在另一个房间里，即和HeNB在不同的房间
内，路损为：
PL (dB)=max(15.3+37.6lgR , 38.46+20lgR )+
0.7d 2D,indoor +18.3n [(n +2)/(n +1)-0.46]+Liw ,1+Liw ,2 （12）
与（11）式相比，由于移动台在室内，从移动台到
HeNB之间的链路不需要穿过外墙，所以不用考虑外墙的
穿透损耗Lo w 。
3）功率控制过程
宏蜂窝下行链路没有功率控制，基站满功率发射，
给每个RB分配相同的功率，上行链路采用开环功率控
制。移动台的发射功率的表达式为[5]：
其中，P max 为移动台的最大发射功率；R min 为最小功
率与最大功率的比值，用来防止具有好的传输信道的用户
以过低的速率传输；PL 是路径损耗；PL x-ile 是预先设定的
路径损耗值，表示路损值最大的百分之x 的用户将以最大
功率Pmax 发送；γ是平衡因子，取值(0,1]。
可采用的功率控制参数有两组，在10MHz系统带宽
下分别是set1：γ=1，PL x-ile =112dB；set2：γ=0.8，
PLx-ile =129dB。本文仿真如不做特殊说明，则采用第一组
功控参数。
考虑到HeNB的覆盖范围，仿真假设每个HeNB只服
务一个用户（HUE）。下行链路没有功率控制，上行链
路使用自适应功率控制的方法来设置HUE的发射功率，
具体过程描述如下：
①使用路损补偿计算出的结果设置HUE的初始发射
②计算HeNB端的信噪比SINR ；
③使用MCS校准SINR ，且查表时向下取值，即校准
后的SINR 比输入值小；
④使用该SINR 重新计算HUE的发射功率；
⑤使用第④步计算出的值设置HUE的发射功率。
HeNB的上行功率控制采用开环功率控制的方法，即
上述过程只执行一次，没有循环迭代过程。
4）仿真结果与分析
10MHz带宽HUE干扰10MHz带宽MeNB场景下，
宏蜂窝相对吞吐量随HeNB底噪的变化曲线如图4所
示。1 0 M H z 带宽宏蜂窝M e N B 的底噪为- 9 9 . 5 d B m
（-174+60+9.5+5=-99.5dBm），因此HeNB的底噪变
化范围为-79dBm～-99dBm。
仿真时先使宏蜂窝系统稳定工作，得出此时宏蜂窝
单系统的吞吐量T S ；然后加入HeNB和HUE，此时宏基站
会受到来自HUE的干扰，吞吐量T C 会下降；随着HeNB底
噪的抬升，HUE的发射功率不断增大，对MeNB的干扰也
随之增加，宏蜂窝吞吐量不断下降。而合理的HeNB的接
收机灵敏度可以减小对宏蜂窝上行性能的影响，仿真时
假设宏蜂窝吞吐量损失（1-T C /T S ）不能超过3%[6]，因而
HeNB的接收机参考灵敏度比MeNB低10dB到13dB，分
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别对应底噪为-89dBm和-86dBm。该仿真可得到在考虑
宏蜂窝系统性能的情况下，所能允许的HeNB底噪范围。
图4 宏蜂窝相对吞吐量随HeNB底噪的变化曲线
下面需要考虑在宏蜂窝和HeNB共存时，由于宏小区
用户MUE的干扰，使得HeNB底噪抬升的情况。10MHz
带宽MUE干扰10MHz带宽HeNB，不同HeNB放置位置情
况下噪声增加量的仿真结果如图5所示。不同的HeNB和
MeNB之间的距离D 反映了HeNB受到的MUE的干扰的不
同情况，当HeNB位于小区边缘（D =R ）时，由于小区边
缘的MUE发射功率比较大，所以HeNB受到的干扰相对严
重；当HeNB与MeNB相距D =R /2时，MUE的发射功率属
于平均水平，因而可以反映HeNB受到干扰的平均情况。
系统仿真时，首先让家庭基站网络（HeNB和HUE）
正常工作，此时可以计算出HeNB端由于其他HUE的干扰
使得噪声增加的量ΔN B ，然后将一定数目的家庭基站系
统配置到正常工作的宏蜂窝系统中。图5中点划线代表家
庭基站系统和宏基站相距D =R /2时，来自宏蜂窝MUE和其
他HUE的干扰使得HeNB端噪声增加的量ΔN G ；虚线代表
家庭基站系统和宏基站相距D =R 时的噪声增加量ΔN R 。
随着HeNB数目的增加，家庭基站本系统内的干扰会随
之增加，即来自其他HUE的干扰会增加，所以图中随着
HeNB数目的增加，曲线呈上升趋势。从图中可以看出，
噪声增加最多的是12dB，此时HeNB位于小区边缘；当
HeNB位于距离MeNB R /2处时，噪声增加量为9.5dB。通
过该仿真，建议TD-LTE HeNB的灵敏度比宏蜂窝低7到
基于以上仿真结果和分析，为了尽量减小对HeNB的
干扰，允许的最大接收机噪声为13dBm，对应的HeNB的
接收机灵敏度比宏基站低8dB。
随着标准化的进行，TD-LTE系统家庭基站的部署已
经势在必行，而家庭基站射频指标的确定在某种程度上会
对商用系统起到一定的指导作用。本文采用数值分析和系
统仿真两种方法，通过分析宏蜂窝和HeNB之间的干扰，
研究了HeNB接收机的灵敏度和底噪。数值分析方法给出
的建议值比较严格，通过系统级仿真给出的建议值相对比
较宽松，Home NodeB设备提供商可以根据具体情况参考
相应的建议值。
[ 1 ] 3 G P P T R 2 5 . 9 5 1 v 8 . 0 . 0 . 3 G P P T e c h n i c a l
Specification Group Radio Access N FDD
Base Station(BS) classification(Release 8)[S]. 2008.
[2]3GPP TS 36.101 v8.5.1. User Equipment(UE) radio
transmission and reception(Release 8)[S]. 2008.
[3]3GPP TS 36.104 v8.5.0. Base Station(BS) radio
transmission and reception(Release 8)[S]. 2008.
图5 底噪随HeNB部署位置的变化情况 [4]Femto Forum WG2. OFDMA Interference Study:】优领域
Copyright &小蜜蜂话筒和接收器连接功放舞台上使用的_百度知道无线电话接收机中使接收信号质量最佳化的装置和方法
专利名称无线电话接收机中使接收信号质量最佳化的装置和方法
技术领域本发明涉及无线电话接收机，具体涉及无线电话接收机中使接收信号质量最佳化的装置和方法。
无线电话收发信机之中以蜂窝无线电电话移动用户单元为例，它对于说明本发明的必需性提供出一个合适的依据。无线电设备用户单元通常设计成能工作于双蜂窝系统(例如系统A或B)中，它们在一个具体的地理区域内给出竞争的业务。每个系统指配了许多具有特定信道间隔的信道，而每个信道具有一个特定的中心频率，例如参见1993年7月在电子工业协会(ElectronicIndustries Association)TIA/EIA/IS-95发表的“MobileStation-Land Station Compatibility Standard For Dual ModeWideband Spread Spectrum Cellular System”中的描述(该标准在这里称为“IS-95标准”)。
经济的用户单元都设计成可在A或B系统两者之任一个上工作。为此，用户单元接收机在任何给定时间和位置上所呈现的蜂窝接收频带内可同时接收全部射频信号，这包括A和B两个系统的信号。然后，接收机将这些射频信号下变频，使所需信号位于中频滤波器通频带的中央，中频滤波器容许所需信号通过而衰减非所需信号。可是，中频滤波器并不能对非所需信号给出无限的衰减量，因而非所需信号将以降低了的电平使一些通过中频滤波器。此外，由于周知的互调过程，非所需信号会与接收机内的每个其它信号互相作用，在与所需信号相同的频率上产生出新的干扰信号。下文，将更详尽地阐述互调效应。当非所需射频信号电平与所需射频信号电平之比增大时，互调效应问题将变得更严重。A和B系统的设计人员在进行系统设计中力图使这个问题发生的可能性最小化，不过，即使并非不可能，但实际是难以完全消除这个问题的。
现在，说明特别难以克服的一种情况。若一个移动用户工作在A信道上，也就是说，该移动用户在一个A系统信道中从一个A系统基站上接收所需的射频信号。当移动用户移动离开A基站时，所需射频信号的电平将减小。同时，该移动用户可能移向一个B系统基站，而该基站正在B系统信道上发送许多射频信号。对于工作在A系统上的移动用户来说，这些信号便是非所需信号。当移动用户靠近B系统基站时，非所需射频信号将增大。据此，在所需的射频信号减小而非所需射频信号增大时，将发生不希望的的情况。如果非所需射频信号电平相对于所需射频信号变得太高，则该移动用户将感知到呼叫质量劣化，并可能丢失业务。
现在，参考在数字系统的CDMA(码分多址)无线电系统中工作的一个CDMA移动站，并参考在模拟无线电系统的AMPS(高级移动电话系统)中工作的一个AMPS移动站，作为典型状况示例说明这个问题。移动站是在现行的呼叫中与一个所希望的基站通信。该移动站的无线电接收机检测到由于存在强的非所需信号而导致Ec/Io比值减小，Ec是所需信号每电路片(chip)的能量，Io是接收信号的总功率谱密度。移动站中的无线电话接收机向与其通信的基站报告Ec/Io比值减小。然后，基站增大所需信号每电路片的能量(Ec)，以在无线电接收机上改善所需信号的强度。然而，增大所需信号每电路片的能量(Ec)，将减小无线电系统的总容量。况且，所需信号每电路片的能量(Ec)只能增大到一定限度。在所需信号每电路片有限的能量(Ec)下，非所需信号可能仍会超过所需信号。这种情况的发生在移动站十分靠近发送着非所需信号的基站，而与发送着所需信号的基站相远离或有遮蔽的时候。因此，Ec/Io比值持续降低。当Ec/Io比值降低时，移动站中接收信号的帧误码率(FER)上升，最终，现行的呼叫被丢失。
接收机中产生出一种特定的非所需信号响应通常称为“互调失真(IM)”。互调失真呈现在存在与指配的输入信号频率间隔开的两个或多个干扰信号并且它们相互隔开的情况下，在接收机的非线性电子电路中发生这两个或多个干扰信号的第N阶混合，从而产生出称为互调失真产物的一个第三信号，它的频率恰等于所指配的输入信号的频率。接收机的放大电路和混合电路通常应用电子电路传输函数，如果有的话，也极少是线性的。这类电路装置中固有的非理想的线性特性，导致了互调失真。
互调失真的一种众所周知形式例如是三阶互调失真。干扰信号在信号强度上1dB的变化导致非所需的三阶互调失真产物在信号强度上有3dB的变化。关于这种3∶1关系的基础知识可参考摩托罗拉公司Richard C.Sagers于-25日第32届IEEE车辆技术会议(Vehicular Technology Conference)之前提交的题目为“Intercept Point and Undesired Responses”的文章。在设计接收机时要使三阶互调失真抑制能力最大化，通常应用到这一个3∶1的关系。
众所还周知，增大接收机中电子器件的偏置电流通常有助于减小互调失真。然而，便携式无线电设备用户单元是从便携式电源中获得供电的，为了做到无论在小电流还是在大电流的情况下都使便携式无线电设备用户单元能有最长的应用时间，便携式无线电设备用户单元一般均设计得功耗最小化；小电流情况是指便携式无线电设备等待来话呼叫的备用方式，大电流情况是指便携式无线电设备收发语言或数据的现用方式。鉴此，因增大接收机中的电流抽取值会减少便携式无线电设备能应用的时间总量，故不希望依靠接收机中增大电流抽取值来减小互调失真。
众所又周知，作好系统总体规划也有助于减小互调失真。系统总体规划包括配置好基站位置和在基站中应用定向天线的解决方案。基站与无线电话接收机之间的距离是影响无线电话接收机中接收信号的信号电平的一个重要因素。据此，将发送非所需信号而造成互调失真的一个非所需基站配置得靠近发送所需信号的一个所需基站，能显著地减小这样的可能情况，即互调失真会超过所需信号。然而，由于例如诸基站的实际位置关系、诸基站安装建设之间的时间先后关系，以及诸基站的所有权关系等，要使不同系统的基站驻扎同一地点安装总是不可能的。
与无方向性天线相比较，因由定向天线发送的信号在目标方向内功率增大，故带有定向天线的基站有助于减小互调失真。增大的信号功率促使增加这样的可能情况，即所需信号将不会被互调失真产物所超过。然而，互调干扰的减小取决于无线电接收机与具有定向天线的所需基站的距离相对于该无线电接收机与导致互调失真的非所需站的距离。据此，当无线电接收机十分靠近一个非所需基站而远离所需基站时，很可能所需基站给出的天线的方向性完全未对着该无线电接收机。此外，定向天线牺牲了在其它方向上的信号覆盖，限制了系统的无线电覆盖范围，增加了要有较多基站来改善无线电设备覆盖的需求。
蜂窝电话之类的移动无线电设备需要工作在具有动态变化条件的信道上，包括热噪声和干扰等条件。热噪声确定于接收机噪声指数、接收机带宽和温度。在大多数情况下，热噪声的变化是比较慢的。另一方面，干扰产生于众多的根源和机理，会以相当快的速率变化。干扰源包括同信道干扰、邻信道密集度和互调情况。
接收机设计人员通常将接收机通路中最接近天线的几级电路称为接收机前端，离天线最远的几级电路称为接收机后端。传统上，将接收机前端增益设定得足够高，以胜过最坏情况的接收机后端噪声指数，得到可接受的灵敏度。
一般，具有固定增益的低噪声放大器(LNA)作为接收机通路中的最先的现用级。LNA的增益设定得高，用以使接收机噪声指数最小，得到可接受的接收机灵敏度。但是，高的LNA增益的不良后果是线性度。当LNA增益增加时，LNA后随的电路级诸如下变频器必须做成更为线性，以保持同样的互调性能。可是，较高的线性度典型地要求较高的直流电源功耗，而对于由电池供电的无线电设备来说这显然是不希望的。相反地，如果降低LNA增益来改善互调性能，则接收机灵敏度将劣化。为此，在常规的无线电设备中，必须兼顾灵敏度、互调抑制能力和接收机直流电源功耗。
鉴于以下原因，要在灵敏度、互调抑制能力和直流电源功耗之间达到可接受的兼顾，这对于CDMA无线电设备要比AMPS蜂窝无线电设备更是一种挑战。首先，CDMA信道比AMPS信道宽40倍，使得在用信道发生互调产物的概率更高。其次，CDMA中频滤波器损耗比AMPS中频滤波器损耗高10至12dB。据此，对于相等的灵敏度来说，需要更大的前端增益以胜过后端的噪声指数。在保持足够的线性度和互调抑制能力下，与AMPS无线电设备相比常规CDMA无线电设备中的这两项特性一般地会使接收机前端的直流电源功耗增加5至6倍。
为了在减小干扰电平的同时能减低接收机功耗，在干扰存在时希望无线电接收机能动态地提高其线性度特性。据此，现在需要一种能使无线电接收机中接收信号的质量最佳化的装置和方法。
图1示例出按照本发明的无线电收发信机的总体方框图。
图2示例出按照本发明的图1中无线电收发信机内无线电接收机的详细方框图。
图3示例出按照本发明的图1中无线电接收机内所需射频功率方面的一些特性曲线，包括热噪声与增益的关系曲线、干扰功率与增益的关系曲线及热噪声功率加上干扰功率与增益的关系曲线。
图4示例出按照本发明的图1中无线电收发信机另一种增益控制器的详细方框图。
参考图1至图4可以较全面地说明本发明。其中，图1示例出按照本发明的一个无线电收发信机100的总体方框图。无线电收发信机100总体上包括无线电发射机102、无线电接收机104和天线106。无线电发射机102通过天线106发射信息，无线电接收机104通过天线106接收信息。
在本发明的优选实施例中，无线电收发信机100是一个蜂窝无线电话用户单元。无线电收发信机100可以采用本领域内周知的许多种形式，诸如车载单元、便携单元或者是可搬移单元。按照本发明的优选实施例，移动站是一个CDMA移动站，它设计成与前述的IS-95标准中所说明的CDMA蜂窝无线电话系统相兼容。
总的来说，无线电发射机102和天线106是本领域内众所周知的，为此，除了为便于理解本发明所必需的内容外，这里对它们无需赘述。在摩托罗拉公司的无线电话型号SUF1712中一般地讲述的无线电发射机102，这里引用作为参考。无线电发射机102在其信息输入端120上接收信息，信息通常是话音或数据。
无线电接收机104应认为是新颖的，总体上参考图1予以说明，进一步的细节则参考图2至图4。无线电接收机104通常包括一个带有增益的接收机108、解调器110、信号质量判定器111、增益控制器112和信号处理器114。无线电接收机104在一个信息输出端116上产生出信息，信息通常是话音或数据。总的来说，带增益的接收机108、解调器110、信号质量判定器111和信号处理器114各部分是本领域众所周知的，为此，除了为便于理解本发明所必需的内容外，这里无需赘述。摩托罗拉公司的无线电话型号#SUF1712和美国专利5,321,847中一般地讲述的带增益接收机108，引用在此处作为参考。解调器110和信号质量判定器111通常配置在一个专用集成电路芯片(ASIC)中，如Proceedings of the IEEE 1992 Custom Integrated CircuitsConference中10.2节1-5页内“CDMA Mobile Station ModemASIC”里所叙述的那样，并如Proceedings of the IEEE 1992Custom Integrated Circuits Conference中10.1节、1-7页内题目为“CDMA Digital Cellular System an ASIC Overview”的文章中所讲述的那样(这里引用作为参考)。信号处理器114例如通常包括有信道解码器、误码检测/校正、声音处理器和数据处理器，这是本领域的技术人员公知的。
总的来说，本发明的无线电接收机104接收由第一调制方法调制的所需射频信号，但有时也接收由第二调制方法调制的干扰的射频信号。调制射频信号的两种此类方法包括模拟调制法和数字调制法。采用模拟调制技术调制的射频信号称为“模拟射频信号”，采用数字调制技术调制的射频信号称为“数字射频信号”，能接收和发射模拟射频信号或是数字射频信号的无线电话收发信机称为“双方式无线电话收发信机”。在本发明的优选实施例中，无线电接收机104可以接收模拟射频信号或码分多址(CDMA)射频信号。能接收模拟或CDMA射频信号的双方式无线电接收机在本领域是周知的，在前述的IS-95标准中一般讲述到了。另一种可替代的方案是，本发明也能应用于时分多址(TDMA)无线电接收机和数字移动通信(GSM)无线电接收机中。能接收模拟或TDMA射频信号的双模式无线电接收机在本领域内是周知的，在摩托罗拉公司的无线电话型号SUF1702C中一般地讲述到，这里引用来作为参考。能接收GSM射频信号的无线电接收机在本领域是周知的，在摩托罗拉公司的无线电话型号SUF1702C中一般地讲述到，这里引用来作为参考。
与带增益接收机108、解调器110、信号质量判定器111和信号处理器114的组合中的增益控制器112形成一种新颖装置和方法总体上参考图1予以说明，进一步的细节则参考下面的图2至图4。总体上说，无线电接收机104中的这种装置和方法能使得带增益的无线电接收机104中接收信号124的质量最佳化。对于能判定接收信号124质量的任何无线电接收机，本发明都是有用的。尤其是，对于具有增益的接收机108的接收射频信号122产生接收信号124来说，十分有用。信号质量判定器111判定接收信号124的质量130，由增益控制器112根据接收信号124的质量130来调整无线电接收机104的增益。
此外，信号处理器114对解调信号126进行处理，以在信息输出端116上产生处理的信号128。
在本发明的优选实施例中，增益控制器112由软件来实现。另一种可替代的方案是，增益控制器112可以用离散部件或以集成电路来实现。
增益控制器112可以设计成以适合于无线电接收机104的任何速率来调整无线电接收机104的增益。增益控制器112还可以设计成按增量地或连续地调整无线电接收机104的增益，这取决于增益调整个别地是以数字的还是模拟的。最好是，当接收信号的质量130跌落到一个预定阈值之下时，增益控制器112便工作。另一种可替代的方案是，当无线电接收机104处于业务中时，增益控制器112工作。
在本发明的优选实施例中，射频信号122的接收频率范围为869MHz至894MHz。在本发明的优选实施例中，接收信号用标号124表示。
接收信号124包括有所需信号和非所需信号。非所需信号例如可以包括在接收机内产生的噪声以及在接收机内产生的包括互调失真产物的失真产物。本发明的优选实施例中，接收信号124的质量130包含一个比值，指明所需信号与接收信号之比。在CDMA系统中，该比值最好包含所需信号每电路片的能量(Ec)与接收信号的总功率谱密度(Io)之比。
接收信号124的质量130可以从无线电接收机104中各信号点上得到。另一种可替代的方案是，信号质量判定器111可包括一个误码率估值器，用以估值解调信号126或处理的信号128的误码率(如图1中引至信号质量判定器111的虚线所示)。从解调信号126中得出的误码率是误符号率，增益控制器112根据解调信号126的误符号率来调整无线电接收机104的增益。从处理的信号128中得出的误码率是误比特率，增益控制器112根据处理的信号128的误比特率调整无线电接收机104的增益。用以得出接收信号124之质量130的所有这些信号点，对于增益控制器112基本上产生出相同类型的信息。获得接收信号124的质量130的具体信号点与调制方法、无线电接收机拓扑布局和其它众所周知的设计考虑有关。
图2示例出按照本发明的图1所示的无线电接收机104的细节方框图。图2概括地示例出接收机108和增益控制器112进一步的细节。接收机108通常包括第一带通滤波器202、可变衰减器204、可变增益放大器206、第二带通滤波器208、混频器210、本机振荡器212、第三带通滤波器214、中频放大级216、接收信号强度指示(RSSI)估值器217和RSSI补偿器218。RSSI补偿器218又包括加法器220和延时单元222。通常，第一带通滤波器202、可变衰减器204、可变增益放大器206、第二带通滤波器208、混频器210、本机振荡器212、第三带通滤波器214、中频放大级216、RSSI估值器217、加法器220和延时单元222是本领域周知的，因此，除了为便于理解本发明所必需的内容外，无需赘述。
第一带通滤波202滤波射频信号122，产生第一滤波信号224。可变衰减器204根据来自增益控制器112的第一增益控制信号132，衰减第一滤波信号224，产生衰减的信号228。可变增益放大器206根据来自增益控制器112的第二增益控制信号133，对衰减的信号228进行放大，产生放大的信号232。这里，术语“放大”一般指改变衰减的信号228电平，既包括增加也包括减小衰减的信号228的电平。另一种可替代的方案是，如本领域周知的，可变增益放大器206可以利用在一个固定增益放大器后面跟随一个可变增闪衰减器(放大器和衰减器均未示出)来实现。又一种可替代的方案是，来自增益控制器112的增益控制信号可以使无线电接收机104中其它的已知部件的增益随之改变。第二带通滤波器208滤波放大的信号232，产生第二滤波信号234。混频器210使第二滤波信号234与本机振荡器212给出的本机振荡信号236混频，产生中频信号238。第三带通滤波器214滤波中频信号238，产生滤波的中频信号240。中频放大级216接收滤波的中频信号240，并且工作以产生接收信号124。RSSI估值器对滤波的中频信号240的RSSI估值。从第一带通滤波器202到中频放大级216的接收机通路包括上述部件202、204、206、208、210、212、214、216和217，它们是常规的电路，不再作更细致的讨论。
射频信号122包括所需射频信号和非所需射频信号，非所需射频信号包括一个或多个以不同射频频率为中心的射频信号。无线电接收机104因多种原因而需所需射频信号的RSSI估值，这是本领域内无线电接收机设计的技术人员周知的。由RSSI估值器217提供的所需射频信号的RSSI估值是RSSI估值器前面总增益的函数。鉴此，当可变增益放大器206的增益变化时，RSSI估值242不再是所需射频信号RSSI的一个良好指示。RSSI估值器提供的所需射频信号的RSSI估值是RSSI估值器前面总增益的函数，故在本发明的优选实施例中由RSSI补偿器218根据无线电接收机104的增益补偿RSSI估值242、产生接收信号124的补偿的RSSI 134、指明所需射频信号122的RSSI。RSSI补偿器218由加法器220和延时单元222来实现。加法器将接收信号242的RSSI与延时的增益信号244相加，并减限幅的增益控制信号246，以产生接收信号124的补偿的RSSI 134。为此，增益总量对接收信号124的影响被去掉或消除，可获得接收信号242的RSSI的一个正确的估值。
增益控制器112根据接收信号124的质量130产生限幅的增益控制信号246，并根据该限幅的增益控制信号246来调整无线电接收机104的增益。
在本发明的优选实施例中，增益控制器112含有第一比较器248、第二比较器250、增益控制信号确定器252、第一延时单元254和第二延时单元256。通常，第一比较器248、第二比较器250、增益控制信号确定器252、第一延时单元254和第二延时单元256是本领域周知的，因此，除了为便于理解本发明所必需的内容之外，无需赘述。第一比较器248将第一比较器248正输入端258上的接收信号124质量130的当前量度与第一比较器248负输入端260上的接收信号124质量130的过去量度比较，产生第一输出信号262，其取值为+1或-1。第二比较器250将第二比较器250正输入端264上的增益246的当前量度与第二比较器250负输入端266上的增益246的过去量度比较，产生第二输出信号268，其取值为+1或-1。增益控制信号确定器252响应第一输出信号262和第二输出信号268，确定增益控制信号270。
在本发明的优选实施例中，增益控制信号确定器252含有第一乘法器272、第二乘法器274、加法器276和延时单元284。通常，第一乘法器272、第二乘法器274、加法器276和延时单元284是本领域周知的，因此，除了为便于理解本发明所必需的内容之外，无需赘述。第一乘法器272使第一输出信号262与第二输出信号268相乘，产生乘积信号278。第二乘法器274使乘积信号278乘上一个预定的增益控制步级值(dG)，产生一个增益控制步级信号280。加法器276将该增益控制步级信号280与延时单元284提供的过去的增益控制信号282相加，产生当前的增益控制信号270。
在本发明的优选实施例中，增益控制器112还含有一个限幅器286，用以使增益控制信号270限制在最大值288与最小值290之间以产生一个限幅的增益控制信号246。图2中，作为示例，增益控制信号246的值等于衰减器204和VGA(可变增益放大器)206所需的净增益。通常，限幅器286是本技术领域内周知的，因此，除了为便于理解本发明所必需的内容之外，无需赘述。
在本发明的优选实施例中，增益控制器112的限幅器286响应补偿的RSSI134，将增益控制信号270限制到一个最大值288上。当接收信号强时，限制最大增益可使瞬时互调失真突发脉冲串的初始效应最小化。
在本发明的优选实施例中，增益控制器112中还含有开关294，开关294包含第一加法器293、第二加法器295、第一限幅器296和第二限幅器297。从限幅的控制信号246中减去VGA控制信号133，产生第一加法器输出298。该第一加法器输出298由第一限幅器296限制于最大值291，产生衰减器控制信号132。从限幅的控制信号246中减去衰减的控制信号132，产生第二加法器输出299。该第二加法器输出299由第二限幅器297限制于最小值292，产生衰减器控制信号133。通常，第一加法器293、第二加法器295、第一限幅器296和第二限幅器297是本领域周知的，因此，除了为便于理解本发明所必需的内容之外，无需赘述。
当增益控制信号246使得第二加法器输出299大于最小值292时，响应增益控制信号133，改变VGA206的增益。在此期间，衰减器204被箝制于最小衰减上。当增益控制信号246使得第一加法器输出298小于最大值291时，响应增益控制信号132，改变衰减器204的衰减值。在此期间，VGA206的增益被箝制在最小容许的VGA的增益上。另外可替代的实施例可以只变动衰减器204，或是只变动VGA206。
信号质量判定器111判定Ec/Io的积分时间将支配用于增益控制环路的最小迭代时间。最小积分时间为64个电路片chip)，它大约为50微秒。如果自动增益控制(AGC)和有源滤波在接收机的后端实现，则需要进一步考虑定时，以确保信号保持在后端的瞬时动态范围内。或是应当增加积分时间，或是对于在一个给定时间段内相同方向上的连续的增益步级数目应予以限制，以容许后端的AGC稳定。
在无线电接收机104的前端作增益调整的另一个优点是，可扩展无线电接收机104的动态范围。无线电接收机104的中频放大级216通常在强信号下是达到饱和工作状态的最先的电路级。据此，无线电接收机104的动态范围应依靠前端增益的减小来扩展。
图3示例出曲线图300，这是接收机310输入端上折算的接收机热噪声功率(N)与衰减器204和VGA206的净增益301的关系曲线306、接收机输入端上折算的干扰功率(I)307与净增益301的关系曲线307、接收机输入端上折算的接收机热噪声功率加接收机输入端上折算的干扰功率(N＋I)与净增益301的关系曲线以及接收机输入端上的所需射频信号功率310与净增益301的关系曲线。接收机输入端上折算的接收机热噪声功率(N)随接收机前端增益的增加而减小。图3中接收机输入端上折算的干扰功率(I)假定是由于接收机接收到非所需射频信号而在接收机内产生的互调失真造成的，所以，接收机108输入端上折算的干扰功率(I)将随接收机前端增益的增加而增加。为此。接收机108输入端上折算的接收机热噪声功率与干扰功率之和(N＋I)在净增益值G314处有最小值A316。所需射频信号功率是一些外部因素诸如离发射源的距离之类的一个函数，因而它是与接收机前端增益无关的。据此，本发明的装置和方法用于可将前端增益调整到增益314上，能使所需射频信号功率相对于接收机输入端上折算的接收机热噪声功率与接收机输入端上折算的干扰功率之和的比值最大化。这个最大比值对应于最佳的接收信号质量。
图3中，接收机热噪声和互调干扰可认为是标志质量劣化的主要原因。如果由于前端之后跟随的各级的饱和特性引起诸如信号失真之类的附加失真或噪声源是接收机中所固有的，则本发明将调整增益值，使所有与前端增益相依赖的失真产物之和最小化，由此使接收信号的质量最佳化。
对于增益控制环路来说，增益Gim314为净增益301提供一个初始化的出发点。在该点处，Ior/(N＋I)的比值315是一个预定的最小值，举例说，比如是-1.1dB。在本发明的优选实施例中，增益控制器112根据无线电话接收机104的信噪比(Ec/Io)，动态地调整接收机的增益。在一个CDMA无线电接收机中，当多个斜指(rake fingers)正在应用时，从斜指中得到的那些最高者的Ec/Io将被应用。增益控制器112的基本工作包括两步。第一，如果Ec/Io的当前值优于Ec/Io的先前值，则增益控制器112在先前的增益步级同样的方向上使增益按步级前进。第二，如果Ec/Io的当前值劣于Ec/Io的先前值，则增益控制器112在先前的增益步级相反的方向上使增益按步级前进。当环路稳定于最佳增益设定值G314时，增益便在最佳增益之上和之下来回反复。
图4示例出按照本发明的图1中增益控制器112的另一个详细方框图。总体上，这另一种增益控制器400含有第一比较器402、第二比较器404和与门406。通常，第一比较器402、第二比较器404和与门406是本领域周知的，因此，除了为便于理解本发明所必需的内容之外，无需赘述。第一比较器402判定，接收信号124的质量130是令人满意的还是不满意的。本发明的优选实施例中，质量即是上面讨论的Ec/Io。判定的实现是将确定的Ec/Io与一个预定的Ec/Io阈值410进行比较，产生第一输出信号414。第二比较器404判定接收信号124的RSSI134是令人满意的还是不满意的。本发明的优选实施例中，接收信号124的RSSI134即是上面讨论的补偿的RSSI134。判定的实现是将补偿的RSSI134与一个预定的RSSI阈值408进行比较，产生第二输出信号412。预定的RSSI阈值408是根据预定的衰减器值设定的，可在Ior/N的比值降低到一个预定的比值之下的接收信号电平时，衰减器204不被接通。Ior是来自所需基站的所需射频信号功率，N是接收机输入端上的折算的接收机热噪声功率。当接收信号124的质量130和RSSI134两者均令人满意时，另一个增益控制器400便调整无线电接收机104的增益。一个令人满意的判定是，当与门406的输入端上第一输出信号414和第二输出信号412两者都为逻辑高电平时得到的。这发生在检测到RSSI134上升和Ec/Io比值130减小两者同时出现时。当接收信号124的质量130或是RSSI134之任一个令人不满意时，或者接收信号124的质量130和RSSI134两者都令人不满意时，另一个增益控制器400并不调整无线电接收机104的增益。一个令人不满意的判定是当第一输出信号414和第二输出信号412之任一个或是两者在与门406输入端上均为逻辑低电平时得到的。
据此，本发明提供一种用以使无线电接收机中接收信号的质量最佳化的装置和方法。本发明有利地减小了无线电接收机中的互调失真。这个优点实质上是由新颖的增益控制器112给出的，它可根据接收信号124的质量130来调整无线电接收机104的增益。采用本发明，可基本上解决先有技术中接收到强的非所需要的射频信号时丢失呼叫的问题。
虽然，参照示明的有关实施例已说明了本发明，但并不意在将本发明限制于这些特定的实施例中。本领域的技术人员理解，可作出各种变更和修改，但它们偏离不开所附的权利要求书中指明的本发明的精神和范围。
1.一种在具有增益的无线电接收机中使接收信号质量最佳化的方法，其特征在于，该方法包括以下步骤接收射频信号，产生接收信号；判定接收信号的质量；响应接收信号的质量，调整无线电接收机的增益。
2.按照权利要求1的方法，其特征在于，接收信号包括所需信号和非所需信号，其中，接收信号的质量包含表明所需信号对接收信号的一个比值，其中，该比值进一步包含所需信号每电路片能量(Ec)与接收信号总功率谱密度(Io)之比。
3.按照权利要求1的方法，其特征在于，射频信号包括所需射频信号和非所需射频信号，该方法还包括以下步骤对接收信号的接收信号强度指示RSSI估值；响应无线电接收机的增益，补偿接收信号的RSSI，以产生指明所需射频信号的补偿的RSSI，用以指示所需射频信号的RSSI。
4.按权利要求1的方法，其特征在于，该方法还包括以下步骤对接收信号的接收信号强度指示RSSI估值；判定接收信号的质量是令人满意的还是令人不满意的；判定接收信号的RSSI是令人满意的还是令人不满意的；其中，调整步骤在接收信号的质量和RSSI均令人满意时执行；其中，调整步骤在接收信号的质量或RSSI令人不满意、或者接收信号的质量和RSSI均令人不满意时不予执行。
5.按照权利要求4的方法，其特征在于，射频信号包括所需射频信号和非所需射频信号，该方法还包括以下步骤响应无线电接收机的增益，补偿接收信号的RSSI补偿，以产生一个接收信号的补偿的RSSI，指示所需射频信号的RSSI。
6.按照权利要求1的方法，其特征在于，还包括以下步骤响应接收信号的质量，产生一个增益控制信号；其中，调整步骤是响应该增益控制信号而执行的。
7.按照权利要求6的方法，其特征在于，产生增益控制信号的步骤还包括以下步骤将接收信号质量的当前量度与接收信号质量的过去量度比较，以产生第一输出信号；将增益的当前量度与增益的过去量度比较，以产生第二输出信号；响应第一和第二输出信号，确定增益控制信号。
8.按照权利要求7的方法，其特征在于，确定增益控制信号的步骤还包括以下步骤将第一输出信号与第二输出信号相乘，以产生一个乘积信号；对该乘积信号乘以一个预定的增益控制步级值dG，以产生一个增益控制步级信号；将增益控制步级信号与当前增益控制信号相加，以产生一个将来的增益控制信号。
9.按照权利要求6的方法，其特征在于，还包括以下步骤将增益控制信号限制在一个最大值与一个最小值之间。
10.一种使接收信号质量最佳化的无线电接收机，其特征在于，包括一个带有增益的接收机，用以接收射频信号，以产生接收信号；一个信号质量确定器，用以确定接收信号的质量；一个增益控制器，用以响应接收信号的质量，调整接收机的增益。
CDMA无线接收机(104)接收射频信号(122)和产生接收信号(124)。判定其质量(130)。质量是所需信号每电路片能量(Ec)与接收信号总功率谱密度(Io)之比。另一无线电接收机的质量是解调信号的误码率估值。响应接收信号质量调整接收机增益以最佳化接收信号质量。调整后的增益改变接收信号强度指示(RSSI)，响应接收机增益，估值和补偿接收信号的RSSI，以产生接收信号的补偿RSSI(134)，指示所需射频信号RSSI。
文档编号H04B1/10GK107588
公开日日 申请日期日 优先权日日
发明者兰达尔·W·里奇, 理查德·J·威尔莫 申请人:摩托罗拉公司}