频谱分析基础（第6章&动态范围&之一）
动态范围通常被认为是分析仪测量谐波相关信号和两个或多个信号互相作用所生成信号的能力。例如对二阶或三阶谐波失真或者三阶交调的测量。在处理这些测量时，需记住频谱分析仪的输入混频器是非线性器件，因而频谱仪自身总会产生失真。混频器的非线性有其原因。它需要以非线性的方式把一个输入信号转换到所需的中频上。但是混频器中产生的多余失真分量和我们想测量的输入信号的失真会落在相同的频率上。
因此我们也可以这样定义动态范围：频谱仪能测量到的输入端同时存在的最大信号与最小信号的比值（dB），并且对于较小信号允许以给定不确定度测量。
需要指出的是测量精度也是定义的一部分。在后面的例子中我们将看到内部产生的噪声和失真是如何影响测量精度的。
动态范围与内部失真
为了确定动态范围与失真的关系，我们必须先了解输入混频器的工作原理。大多数分析仪，尤其是利用谐波混频扩展它们的可调谐范围的分析仪，都使用了二极管混频器（其它类型的混频器也有类似的性能）。流过理想二极管的电流可以表示为：
i = Is(eqv/kT&1)
= 二极管饱和电流
q = 电子电荷（1.60
v = 瞬时电压
k = 波尔兹曼常数（1.38
joule/°K）
T = 温度（K）
我们可以把上式展开为幂级数：
i = Is(k1v
现在将两个信号加入到混频器上，一个是我们想要分析的输入信号，另一个是用来产生中频的本振信号：
v = VLO sin(ωLOt) + V1 sin(ω1t)
经过数学处理，使用正确的本振频率，便得到所需的混频分量，该混频分量等于中频：
cos[(ωLO&ω1)t]
cos[(ωLO+ω1)t]一项，但在讨论调谐方程时已知道，我们希望本振频率高于中频频率，故而，(ωLO+ω1)也总是高于中频信号。
当本振电平固定时，混频器输出与输入信号电平线性相关。实际上，这只在输入信号比本振信号电平低15
dB以上时才正确。另外还包含了输入信号的谐波项：
(3k3/4)VLOV12 sin(ωLO&2ω1)t，
(k4 /8)VLOV13 sin(ωLO&3ω1)t，等等
这些项表明，由内部失真引起的动态范围随输入混频器上的信号而变。让我们通过动态范围的定义即基波与内部产生的失真之间的差（dB）来研究输入这是如何工作的。
第一项的正弦自变量包含了2ω1，这代表输入信号的二次谐波，二次谐波的电平值随基波电压的平方V12而改变。这个事实告诉我们输入混频器上的基波电平每降低1
dB，内部产生的二次谐波将降低2
dB。参见图6-1。第二项包含了3ω1，即三次谐波和输入信号电压的立方V13。因此输入混频器上的基波电平每变化1
dB时，内部产生的三次谐波相应变化3
失真常用它的阶数来描述。阶数由与信号频率相关的系数或与信号幅度相关的幂次（指数）所决定，因此，二次谐波失真是二阶的，三次谐波失真是三阶的。阶数也表明了内部产生的失真的变化与建立它的基波变化的关系。
现在我们加入第二个输入信号：
这次当我们通过数学计算找到内部产生的失真时，除了谐波失真，我们还得到：
(k4/8)VLOV12V2
(k4/8)VLOV1V2
2cos[ωLO&
&ω1)]t，等等
这两项表示互调失真，即两个输入信号之间的相互作用。低频失真分量2ω1
的频率比ω1低ω2
&ω1，即两个基波之差。高频失真分量2ω2
& ω1的频率则比ω2高相同的频率。参见图6-1。
再次强调，动态范围随输入混频器上的电平而变。内部产生的失真在第一个式子中随着V12与V2
的乘积而变，而在第二个式子中随着V1
的乘积而变。如果V1
与V2的幅度相同，这也是失真测量时经常遇到的情况，我们可以把它们的乘积看作立方项（V13
或V23）。因此，两个输入信号的电平每同时改变1
dB，失真分量就会改变3
dB，如图所示。
这与图中的三次谐波失真有相同程度的变化。事实上，这也是一种三阶失真，在这种情况下，我们可以将ω1
的系数相加或着V1与V2的指数求和（比如，2ω1
的系数相加
2 + 1 = 3）来确定失真程度。
所有这些都说明动态范围取决于混频器上信号电平的大小。对于某个特定的测量如何知道混频器端我们需要多大的输入电平呢？大多数分析仪的技术指标中会包含动态范围如何变化的曲线图。即使没有提供这种图，我们也可以自己绘制。
我们确实需要一个着手点，而这需要从技术指标说明中得到。首先观察二阶失真，假设技术指标告诉我们二阶谐波失真比混频器上的&40
dBm信号低75
dB。失真是一种相对测量（至少目前是），我们也定义了动态范围是以dB表示的基波与内部产生的失真之间的差值，就以此作为出发点。内部产生的二阶失真要比基波低75
dB，故我们可以测量低于75
dB的失真。我们把这点绘制在纵轴是失真（dBc），横轴为混频器上的输入电平（输入连接处的电平减去输入衰减值）的图中。见图6-2。如果混频器端电平下降到&50
dBm时会是什么情况呢？如图6-1所示，混频器上的基波电平每变化1
dB，内部产生的二次谐波就会变化2
dB，但是就测量而言，我们只关注相对变化，也就是我们测量范围会发生什么变化。在这种情况下，混频器上基波电平每改变1
dB我们的测量范围也变化1
dB。在二次谐波的例子中，当混频器上的电平从&40
dBm变化到&50
dBm时，内部失真以及测量范围从&75
dBc变化到&85
dBc。所以事实上，这些点都落在一条斜率为1的直线上，该直线表示混频器上任何输入电平下的动态范围。
对三阶失真，也可以建立一条类似的直线。例如，技术指标可能说明混频器上的信号电平为&30
dBm时三阶失真是&85
dBc。又以此作为出发点，我们可以绘出如图6-2所示的点。如果现在把混频器上的信号电平降到&40
dBm，会怎么样呢？再次参考图6-1，我们看到基波或者其它音频每减小1
dB，三次谐波失真和三阶交调失真就会减小3
dB。这是一个重要的差别。如果混频器上的电平从&30
dBm改变到&40
dBm，基波或其它音频和内部产生的失真之间的差值将变化20
dB。故内部失真为&105
dBc。这两个点落在一条斜率为2的直线上，该直线给出了混频器上任意信号电平下的三阶性能。
有时三阶性能由TOI
(三阶截止点)给出，这是内部产生的三阶失真与基波相等（0
dBc）时的混频器电平。因为混频器进入饱和状态，因而这种情况在实际中并不会发生。不过从数学角度出发，TOI是一个极好的数据点，因为我们可以了解到直线的斜率。所以，即使把TOI作为起始点，我们还是能确定给定混频器电平上内部产生失真的程度。
我们可以根据技术指标中的信息算出TOI，由于混频器上的基波每改变1
dB，三阶动态范围会改变2
dB，我们可以从基波电平值中减去指定动态范围（以dBc为单位）的一半得到TOI。
TOI = Afund & d/2
Afund = 基波电平（dBm）
d = 基波和失真之间的差（dBc）
利用前面讨论的数值，可以得到:
TOI = &30 dBm & (&85 dBc)/2 = +12.5 dBm
衰减器测试
理解失真图固然很重要，不过我们还有一个简单的测试来判别显示的失真分量是来自真实输入信号还是内部产生的信号。改变输入衰减器，若失真分量的显示值保持不变，则失真分量是输入信号的一部分。若显示值改变，则失真分量就是由内部产生或者是内部信号和外部信号之和。通过继续改变衰减器的值直到显示的失真不再改变便完成了测量。
动态范围还有另一个限制条件，这就是频谱仪的底噪。回顾我们对动态范围的定义，即可测量的最大信号与最小信号的比值。频谱仪的平均噪声限制了小信号的测量，动态范围与噪声的关系变为基波信号和底噪之间的信噪比，其中基波信号的失真分量是我们想要测量的。
我们可以容易地在动态范围图上绘出噪声，例如：假设频谱仪的技术指标上指定分辨率带宽（RBW）为10
kHz时平均显示噪声电平是&110
dBm，如果基波信号在混频器上的电平是&40
dBm，比平均噪声高70
dB，因此，信噪比是70dB。当混频器上的信号电平每减小1
dB，信噪比也随之损失1
dB。噪声曲线是一条斜率为&1的直线。如图6-2所示。
如果我们暂不考虑测量精度，最佳动态范围出现在失真曲线与噪声曲线的交汇处。图6-2表明二阶失真的最大动态范围是72.5
dB，三阶失真的最大动态范围是81.7
dB。在实际测量中，噪声和失真曲线的交点并非严格按照定义，因为噪声添加至连续波状的失真产物中，当使用带有对数刻度平均的对数功率刻度显示时动态范围会减小2
图6-2显示了某一分辨率带宽时的动态范围。我们无疑可以通过减小分辨率带宽来改善动态范围。但降低的底噪和动态范围的改善之间并没有一一对应的关系。对于二阶失真，动态范围的改善是底噪变化的一半；对于三阶失真，动态范围的改善则为底噪变化的2/3。
影响动态范围的最后一个因素是频谱仪本振的相位噪声，并且它只影响三阶失真的测量。例如：假设我们对一个放大器进行双音三阶失真的测量，测试的双音频率间隔为10
kHz。三阶失真分量与测试音也相隔10
kHz。在这个测量中，我们也许会想到用1
kHz的分辨率带宽。参考图6-3，并允许噪声曲线有10
dB的下降，会得到一个约88
dB的最大动态范围。然而，若假设在10
kHz偏移处的相位噪声是&80
dBc，那么80
dB就成为这次测试中动态范围的极限值。
总之，频谱仪的动态范围受三个因素影响：输入混频器的失真性能、系统的宽带底噪（灵敏度）以及本振的相位噪声。
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以上网友发言只代表其个人观点，不代表新浪网的观点或立场。频谱分析仪基础（续）
&&&&通过很多方法可以提高频谱分析仪的测试灵敏度，那此时频谱分析仪的噪声电平到低是多少呢？
下面详细介绍频谱仪准确测量出一个信号功率的过程和正确测试方法。
&& 下图为频谱分析仪得到信号幅度信息的具体过程：
1、信号通过变频处理；
2、通过中频滤波带通处理，带宽设置：RBW；
3、通过检波处理，得到信号的包络信息，包络电压大小反映信号幅度高低；
4、通过对数放大，将信号的幅度参数转换为对数单位；
5、视频滤波处理，对包络电压信号进行低通平滑处理，减小包络电压信号的变化抖动范围，带宽设置：VBW；
6、检波方式处理，根据不同检波方式设置，对包络电压信号进行参数提取，提取参数结果对应仪表显示信号的幅度。
&&&基于以上信号测试过程，最终信号幅度的测试结果会与相关参数的设置有关。
图11& 频谱分析仪对信号功率的测量过程
频谱分析仪测试的信号在时间上存在的方式是连续变化的，这样的信号通过检波器输出的结果也应为时间上连续信号。
频谱分析仪测量轨迹线为由离散点内插连接的曲线，这些离散点的频率位置由频率扫宽和扫描点数确定，而其幅度值会与检波方式（Detector
Type)有关。
检波方式实际是从信号连续包络中抽取离散幅度值的方式。
下图说明采用不同检波的抽取方式，得到信号的幅度读值是不同的。根据不同的测试对象，需要选择不同的检波方式。
&&&&频谱仪最综显示的信号功率实际上是包络检波器输出连续电压通过量化抽取后得到的数值，这种抽取的方式称为检波方式。
对不同性质的信号需采用不同检波方式
&&& 1. Peak
方式(最大值方式): 抽取每段包络电压的最大值
&&& 2. Sample
方式(随机方式): 等间隔抽取每段包络的电压数值
&&& 3. Neg
peak( 负峰值方式): 抽取每段包络电压的最小值.
图12& Peak,Sampe,Neg Peak检波方式
对于噪声信号或类似噪声信号,如仍采用peak检波方式将会使输出结果产生一个直流偏置,被测信号概率分布不同,这个偏置也不相同从而造成测量误差。对于这种信号,需进行平均处理。
对于功率随时间随机变化的信号，为得到可重复的稳定测量结果，只能测量其平均值。
平均处理实际是多次测量结果的积累处理，例如：
&&&&&&&&&&&&&&
& 100平均结果=（前99次测量结果+当前测量结果）/100。
当然根据平均的要求，平均计算时，可对当前测量结果进行加权处理。
图13 平均检波方式
当对许多信号进行检测时，例如：CDMA信号；WCDMA信号等，需要采用均方根检波方式（RMS），RMS 检波的具体含义为:
测量为平均值检波方式；
平均的方法为功率平均。
这种检波方式适合于类似于噪声的调制信号的平均功率和ACPR 等指标的测试。
频谱仪要对类似噪声的调制信号进行平均功率测试时,需将其VBW值设为RBW值的3倍以上，以消除Log平均的影响。
&&&&频谱仪的&
Channel power 测试功能会自动完成以上设置。
&&&&前面明确了频谱分析仪测量中各个设置参数的具体含义,下面总结一下针对不同信号测试时，如何正确选择不同检波方式;平均方式及RBW,VBW设值。
信号1：CW信号，包含其谐波和其它离散频谱信号
&&&&CW信号检波输出为直流成份，在频域上频率成份呈离散分布。对这种信号测试可进行充分的VBW低通处理，可将RBW，VBW设置为尽量小，为有效地检测到噪声背景下的CW信号，检波方式为Peak。
信号2：连续谱调制信号通道功率测试，ACPR测试
&&&&这种信号为随机调制码信号，所以频谱为连续分布。为得到信号准确平均功率，RBW可设置为尽量小，检波方式为RMS检波。为减小VBW带来的对数平均的影响，应该将VBW设置为比RBW大3~10倍。
信号3：噪声及杂散信号
噪声和杂散信号在频域上会覆盖非常宽的频率带宽，测量这些信号功率参数时首先要明确测量的频率带宽，如：1GHz处100kHz带宽内噪声功率。噪声信号功率随时间和频率会随机变化，定量测试结果为其平均功率，所以需要采用功率平均处理。
信号4：信号的包络波形
为准确测量信号包络参数，包含上升/下降时间等，为减小信号幅度抖动带来的测量误差，可以使用电压平均处理。
&频谱分析仪通常应用于测试信号的各阶失真，在对信号进行读值之前，也许你需要先考察一下频谱仪显示谱线的真实性，既显示结果是来源于被测信号还是来源于仪器内部产生的失真。
任何非线性器件都会产生非线性失真，不管它是由频谱分析仪内部（第一混频器；前置放大器）产生失真还是由被测器件产生的失真，都会显示在频谱仪测试结果上。
&&&&频谱仪利用超外差式对信号进行变频处理，其混频电路一定会产生非线性失真。对于利用频谱分析仪来测试各种信号，希望仪表内部产生的各种失真越小越好。
图14 &混频器及其它处理过程的非线性作用
要减小频谱仪测试产生的失真，首先研究失真信号变化的规律。&&&&
非线性失真产物变化的规律：
失真测量大部分是相对于基波信号（载波或双音信号）进行的。当基波功率降低1dB时，二阶失真降低2dB
。但是，相对于基波二阶失真降低了1dB，基波和二阶失真比之间对应关系为1：1。
二阶失真随基波上升呈平方关系增加，而三阶失真随基波呈三次方增加。这就意味着在频谱分析仪的对数标度上，二阶失真电平变化的速度是基波变化速度的两倍，三阶失真电平变化的速度是基波变化速度的三倍。
&当基波功率降低1dB时，三阶失真降低3dB。但是，相对基波三阶失真降低了2dB，基波和三阶失真比之间存在2:1的对应关系。
图15& 各阶非线性失真信号变化规律
现在知道了失真的特性如何，让我们在动态范围上画出由基波产生的二阶和三阶失真产物与基波信号的相对关系。这些对应关系对所有非线性器件来讲都是适合的。
失真信号变化关系图是对这种关系的具体说明。
X轴表示第一混频器的信号功率（在这种情况下为单或双音信号）。
Y轴为频谱分析仪内部产生的失真电平和基波信号的功率比值，以dBc表示，这些曲线是信号与失真的对比曲线。
具体读值的含义：
当混频器的输入基波信号幅度为-30dBm,由于混频器的非线性作用会使输出中出现新的频率成份，二阶非线性带来二次谐波，谐波幅度为：-90dBm，二阶失真与基波信号的幅度比：-60dBc；三阶非线性带来三次谐波，谐波幅度为：-100dBm，三阶失真与基波信号的幅度比：-70dBc。
当输入信号幅度增加10dB为-20dBm,各阶失真产物的变化：
二次谐波增加20dB，为-70dBm，二阶失真与基波信号的幅度比：-50dBc；三次谐波增加30dB，为-70dBm，二阶失真与基波信号的幅度比：-50dBc。
所以：二阶失真变化线斜率为1，三阶失真变化线斜率为2。
通过推算，可得到非线性器件的TOI（三阶截获点）和SHI（二阶截获点），这些指标反映当器件输入信号幅度持续增加，直到产生失真和基波信号幅度相同时输入信号的幅度。当然这只是推导的结果，实际器件的工作电平不会达到该电平。
对不同的频谱仪，确定的输入信号电平下，仪表产生的失真小，对应的TOI和SHI也相应会提高。
以上这些分析意味着什么呢？失真动态范围图告诉我们：
1、频谱仪混频器工作电平越低，其产生的非线性产物越小；
2、对于失真测试其最大的动态范围对应于混频器最小的工作功率电平。
3、要减小混频工作电平，需增加衰减器设值。
图16 非线性引起失真信号变化规律
频谱分析仪动态范围是一个包含面很宽的概念，简单来讲动态范围是频谱仪同时测量大信号和小信号的能力。
例如：当频谱仪在测量一个10dBm的大信号时，其灵敏度和失真指标能否保证其还可准确测量邻近的一个-100dBm杂散信号。
关于动态范围需更多具体的定义，如：
1、显示动态范围：
频谱仪可正确表示信号电平的范围，频谱仪有10个显示格，每格代表10dB,如参考电平为0dBm,0~9格表示0~-90dBm,而最下一格需表示-90~-130dBm,所以是不准确显示范围。
2、无失真测试动态范围（二阶；三阶）
在保证仪表可以正确测量基波信号的情况下，频谱仪可测量的二次谐波或散阶谐波的能力。如当输入信号为0dBm基波时，频谱仪内部产生的二阶非线性失真为-110dBm,则其二阶无失真动态范围为：100dB.
3、测试动态范围：
频谱仪可以分开测试信号的能力，当测量大信号时，可将衰减器设为高值，当要对小信号进行测试时，可通过滤波器将大信号进行抑制，同时将衰减器设为尽量低值，提高测试精度。
图17& 频谱分析仪动态范围指标定义
回顾一下，衰减器设值还会影响频谱分析仪的灵敏度指标。正如我们所画的失真产物随混频器功率而变化一样，也能画出信噪声比（S/N）随混频器功率的变化，这就是噪声或灵敏度的动态范围图。
噪声动态范围图告诉我们什么呢？它表明，在一个动态范围图上同时画出信号对噪声和信号对失真的曲线。最大的动态范围处于曲线的交点，这时内部产生的失真电平等于仪表平均噪声电平的位置。这时频谱分析仪的测试动态范围最大。
最佳的混频器电平使仪表具有最大的测试动态范围。对于确定的三阶失真和二阶失真测试，就是频谱仪的三阶失真测试动态范围和二阶测试动态范围。
例如，频谱仪表输入的双音信号(tones)幅度为0dBm，仪表衰减器有10dB步进和变化范围，这样可选取设置仪表的混频电平为：0,-10,-20,-30dBm等。那什么的混频器电平保证仪表具有足够的动态范围，从而观测到-50dBC失真产物。无论如何，保持尽可能低的内部噪声和失真产物可使测量误差减至最小。这样，加到混频器的驱动电平取-30到-40dBm之间将使测量误差最小（由于有最高的信噪比和最高的信号失真比）。
假如可选取-30或-40dBm的混频器电平，选取-40dBm
（混频器电平处在交点左边）为好，因为内部产生的任何失真产物低于噪声电平，观察不到，其结果得到“无寄生显示”。
图18& 为保证最大动态范围的混频器工作电平
&&&&总结前面的分析：
当利用频谱仪表测试信号失真（二次谐波；三次谐波等）的过程中，频谱仪表显示的失真产物实际上包含三个成份：
被测失真（真实测试对象）；
仪表产生的失真；
仪表噪声。
所有这三个信号是客观存在的，为得到正确测试结果，希望仪表内部失真和噪声都尽量小，而这两个信号的幅度都和仪表的衰减器设置有关。
&&&&通过上图的分析，可得到以下结论：
&&&&一方面，为了最好的信噪比，希望混频器的驱动电平尽可能大；但另一方面，希望产生的内部失真最小，这就要求混频器有尽可能低的驱动电平。因此，最大的动态范围是噪声和产生内部失真相同，频谱仪的衰减器设值要在这两点间折衷。
具体测试中，到底对频谱仪内部失真的要求为多少？作为一种近似，通过被测指标的分析来确定仪表的要求。
例如：被测试二次谐波最小要求电平为-40dBc，而对于三次谐波和交调失真为-
50dBc。希望仪表产生的附加成份（包含谐波失真和噪声）比真实输入信号低20dB,
这时仪表给测试结果带来的误差为0.04dB。
（无论如何，为了减少仪表内部存在附加成份引起的测量误差，内部失真必须远低于测试技术指标。）
实际测试中，可以通过改变输入衰减器测试来确定频谱仪的最佳混频器电平，而不需进行计算。
改变衰减器确定最佳混频电平的具体过程：
持续增加衰减，直到信号或失真电平与以前的值相比不变化。现在你再稍增加衰减器使混频器电平稍低于最佳混频器电平，这是利用输入衰减器得到的最好混频电平。
有的频谱仪可以通过噪声抵消技术来减低仪表内部噪声对测试的影响，扩展测量动态范围。噪声抵消的具体过程是仪表首先对内部噪声进行测试，在实际测试被测量信号时，将信号中内部噪声部分消除。
通过对信号频谱图的观察，可以看到在偏离载波0.1-10MHz范围内测试的动态范围是不同的。在偏移载波信号近端，测试动态范围会受到本振相位噪声的影响而变差。
&&&&在偏移载波大于1MHz频率范围内，仪表测试动态范围：仪表压缩电平-
仪表噪声(Compression-to-noise)=(-3dBm) - (-120dBm) =117dB(10HzRBW)
&&&&在这个区域内，容易测量-60dBC的杂波。离开载波1MHz之外，灵敏度不受噪声边带的影响，因此可用较宽的分辨带宽和较快的扫描时间进行测量。
在离开载波100KHz
之内，由于噪声边带灵敏度降低。因此，进行测量需要较窄的分辨带宽和较慢的扫描时间。有时候噪声边带太高不能进行测量。
&&&&最大的动态范围是容易计算的，如下图所示：
MDR3=最大的三阶动态范围
MDR2=最大的二阶动态范围
TOI=三阶截断点
SOI=二阶截断点
DANL=显示的平均噪声电平
混频器电平= 信号电平减去衰减
最佳混频电平= 最大动态范围的混频器电平。
图19& 近端测试动态范围受本振相位噪声影响
下面一个频谱分析仪表测试动态范围计算的具体例子。
测试的对象是一个100kHz频率带宽内的杂散信号，要求其幅度小于-95dBm,在该信号偏移10MHz处存在一个10dBm的大信号。所以这是个大信号背景下一个弱信号的测试问题。
输入信号中包含大信号，该信号会进入仪表的处理通道，所以仪表的输入衰减器设置必须考虑该大功率信号的存在，而不管当前频率扫宽的设置是否可以观察到该信号。所以：仪表输入衰减器设置为：20dB,这样保证混频器工作电平在规定范围内。
频谱仪的测试灵敏度是在0dB衰减下得到定义，在输入衰减为20dB的条件下，噪声电平会恶化20dB，为：-155dBm/Hz+20dB=-135dBm/Hz，相应100kHz带宽内，噪声电平为：-135dBm/Hz+10log(100k)=-135+50=-85dBm/100kHz。
被测信号要求为-95dBm，所以仪表的灵敏度不能保证对该信号的测试。
回忆一下影响频谱分析仪灵敏度的技术方法：
方法1：减小RBW； 方法2：减小衰减器；&&
方法3：减小VBW，
测试测试的对象是噪声，其功率与测量带宽有关，所以仪表的RBW不能更改。所以现在只能通过减小衰减器来提高测试动态范围，小衰减状态下，输入信号中的大功率成份会使仪表过载造成失真，为消除其影响，可通过带通或陷波处理来抑制大信号。实际上这是频谱仪的分时测量动态范围，可以和仪表的功率测试范围（最大输入电平-灵敏度）相同。
图20& 频谱分析仪测量动态范围的计算举例
&频谱仪测量信号的基本参数为信号幅度和频率，所以频谱仪的测量精度包含两个方面：
&&1、频率测量精度；
&2、幅度测量精度。
根据测量是针对一个信号还是两个信号进行测量，又分为绝对测量指标和相对测量指标。得益与仪表采用的许多先进技术，特别是中频信号数字处理技术，使得现代频谱分析仪测试精度和传统频谱仪相比有很大提高。
&&&&频谱仪频率精度指标的具体计算过程是对起频率测量过程的直接反映。&&&&
&&&&频率测量精度指标中包含本振频率和中频频率的贡献。
&&&&频谱仪内部本振需要具备频率扫描功能，实际扫描过程中本振频率会与参考源及扫描特性线性有关。基于各种频率测量方式，频谱仪扫描过程中，本振信号实际频率精度回和扫宽直接相关，从而造成频率读值精度较差。
有的频谱分析仪利用计数器功能，实际测量过程中，当需要得到某个被信号频率时，会采用计数器测量本振信号和中频信号实际频率，这样可大大提高频谱分析仪测量信号频率的精度，但测量速度会受到一定影响。
&&&&关于频率测量的问题，频谱分析仪可准确测量点频CW信号的频率。对于各种常见数字调制信号，当调制数据为随即码时，这种信号的频谱呈连续分布，所以需通过解调来确定其载波的准确频率。
频谱仪是宽带测量仪表，测试频率范围会覆盖很宽，这会导致仪表测试频率响应误差。频响误差是频谱分析仪幅度测量误差的主要来源。
根据测试信号分布的范围，频响误差分为段内频响误差和频段切换误差，频率段大划分在仪表技术数据中会得到明确。
&&&&被测输入信号中包含幅度不同的各频率成份，这些信号大小不同，理想的频谱仪在处理这些信号时应该保证相同的增益，而实际上，信号在处理过程中，电路对大小不同的输入信号处理的增益不同，造成仪表刻度保真度误差，带来误差的主要电路有：对数放大器，ADC电路；检波器等。
所以当信号处于频谱仪不同的显示位置时存在刻度保真度误差。
中频放大器增益不同会影响信号在频谱仪上显示的位置，参考电平处，频谱仪经过校准，当信号显示位置不在参考点平处时，频谱分析仪存在中频增益误差。
在诸多影响频谱仪幅度测量精度的因素中， 频响误差的影响较大。
为提高幅度测量精度， 常采用以下技术手段：
1、调整频谱仪显示的确 Ref level,使被测信号处在尽量接近于 Ref&
level的地方。
2、定期利用内部参考信号进行自校 Alignment 处理。
需定期利用频谱分析仪内部的校准信号对频谱分析仪进行自校，以保证各项指标其测量精度。
频谱分析仪的幅度补偿功能可以对被测信号与仪表间各种连接的影响进行补偿，最终保证被测信号幅度测量精度。对各种外连接的补偿可以考虑频响应的影响。
当需要得到频域的高分辨率时，需要减小RBW设值，但减小RBW会对仪表的测试带来其它影响。
较窄的滤波器所需的响应时间较长。当扫描时间太快时，频谱分仪的分辨带宽滤波器不能够充分响应，并且幅度和频率和显示值变为不正确，即幅度下降，频率向上移。为了保持正确的读数状态，应该遵循下面的扫描时间议程：
扫描时间&=k.(Span/ ResBW 2
&&&&&&&&&&&&
（&VBW&ResBW）&&&&
扫描时间&=k.(Span/( ResBW)·(Vid& BW)
（VBW&ResBW）
这里，对于同步调谐模拟滤波器，2..5&=k;对于利用数字信号处理技术的频谱分析仪，k&1;对于平顶滤波器，10&=k&=20。
同步调谐模拟滤波器的扫描时间比平顶滤波器快3.33到6.67倍，而“数字”分辨带宽滤波器的扫描时间快4-100倍！
频谱分析仪能自动联锁（Auto
coupled)扫描时间，根据选取的频率间隔和分辨带宽自动地选择最快可允许的扫描时间。如果手动选取的扫描时间太快，仪表会显示出错(
Meas uncal)信息。
以上分析的结论：
RBW减小，频谱分析仪测试分辨率率提高，但测试速度下降。任何测试的设置都是在这两者间折衷。
高阻抗探头
频谱分析仪的输入阻抗通常为50欧姆或75欧姆，可以与大多数射频和微波设备相匹配。但是有时候需要对电路或集成电路进行探测或在线测试，这时候需要高阻抗探头。图6-21是把用于示波器的高阻探头经过设计改造后适用于频谱分析仪的接口的频谱分析仪高阻探头。主要改动部分是与频谱分析仪的接口改为了N型连接，设计了一个供电接口，由频谱分析仪的供电接口供电。这个探头的带宽可以达到12GHz，可以测量差分信号或单端，输入阻抗为50K欧姆。
用于频谱分析仪的高阻高带宽探头
[1] [美]库姆斯，主编. 张伦，等，译. 电子仪器手册[M]. 北京：科学出版社，2006.
[2] [美] 罗伯特.A.威特，著.李景威，张伦，译. 频谱和网络测量[M]. 北京：科学技术文献出版社，1997.
[3] Agilent Technologies,Inc. Agilent Spectrum Analyzer
Basics[R/DK]. Santa clara:Agilent
Technologeis,Inc.[].
[4] 安捷伦科技（中国）有限公司. &ESA系列通用频谱分析仪培训教材[R/DK].
北京：安捷伦科技（中国）有限公司.[2004-05]
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