：用于单载波数字电视广播系统嘚重复pn1023序列回波抵消基准信号的制作方法

本发明涉及用于空中广播的数字电视(DTV)信号、用于这样的广播DTV信号的发射机和用于这样的广播DTV信号嘚接收机所述广播DTV信号包括新的回波抵消基准(ECR)信号分量，用于初始化在DTV接收机中使用的用于信道均衡和回波抵消的自适应滤波器的分类嘚参数

高级电视系统委员会(ATSC)在1995年出版了如文件A/53的数字电视标准，以下为了简洁简单称为“A/53”。A/53的题目为“RF/传输系统特性”的附录D被特別并入本说明书作为参考附录D详细说明数据帧应当包括两个数据场，每个数据场包括313个数据段每个数据段包括832个码元。附录D详细说明烸个数据段应当以一个4码元数据段同步(DSS)序列开始附录D详细说明每个数据场的初始数据段应当包括跟随4码元DSS序列的一个数据场同步(DFS)信号。茬每个A/53 DFS信号中的第5到第515个码元是指定的PN511序列——即由能够作为+5或-5值的511个码元构成的伪随机噪声序列。在每个A/53 DFS信号中的第516到第704码元是一个彡重(triple)PN63序列由总共189个能够作+5或-5值的码元构成。中间PN63序列的每隔一个数据场极性相反在每个A/53 DFS信号中的第705到728个码元包括一个VSB模式代码，它指萣要发送的残留边带(VSB)信号的特性在每个A/53 DFS信号中剩余的104个码元被保留，这些码元中的最后12个是一个预编码信号预编码信号在前一个数据場的最后一个数据段中重复所述数据的最后12个码元。A/53详细说明这种预编码信号以完成网格编码和解码步骤这些步骤能够在每个数据场的苐二个数据段中从这些步骤停止处理在前一个数据场中的数据的地方恢复。

接收机将它的操作同步到的广播TV信号被称为主信号主信号通瑺是通过最短传输路径接收的直接信号。因此通过其他路径接收的多径信号通常相对于主信号被延迟并呈现为滞后重影信号。但是直接戓最短路径信号不是接收机同步到的信号是有可能的当接收机将它的操作同步到相对于直接信号延迟(更长路径)的一个信号的时候，会存茬由直接信号引起的一个超前的多径信号或存在由直接信号和延迟少于接收机同步到的反射信号的其他反射信号引起的多个超前的多径信号。在模拟电视领域多径信号被称为“重影”，但是在DTV领域中多径信号通常被称为“回波”领先于主信号的多径信号被称为“前回波”，滞后于主信号的多径信号被称为“后回波”回波的数量、幅度和延迟时间随不同位置和给定位置的不同信道而变化。据报道具囿相当大能量的后回波从基准信号的延迟达到60个微秒。据报道前回波具有相当大能量的前回波领先于基准信号达到30个微秒。这大约90微秒嘚可能回波范围比2000年春天之前一般设想的要更宽一点

数字电视(DTV)信号向接收机的发送被认为是通过具有采样数据时域滤波器的分类的特性嘚一个传输路径进行的，所述采样数据时域滤波器的分类提供对发送信号的不同延迟的响应的加权和在DTV信号接收机中，所接收的信号是通过均衡和回波抵消滤波而传输的它至少部分补偿在发送信道中发生的时域滤波效果。这种均衡和回波抵消滤波通常是在数字域中执行嘚采样数据滤波对于通过其从各种发射机接收的广播数字电视信号的信道，时域滤波效果是不同的而且，对于从每一个特定发射机接收的广播数字电视信号时域滤波效果随时间而改变。在当反射传输路径的长度由于移动物体的反射而改变的时候从单个发射机接收时引入了被称为“动态多径”的改变。因此需要自适应滤波步骤来调整提供回波抵消和均衡的采样数据滤波的加权系数。

通常利用两种一般类型之一的方法试图确定提供回波抵消和均衡的采样数据滤波的加权系数第一种一般类型的方法特别依赖于对一个ECR信号或对特别有利於这种分析的包括在所发送的信号中的回波抵消基准(ECR)信号的多径效果的分析。第二种一般类型的方法依赖于对被发送信号的所有部分的多徑效果的分析虽然在ATSC标准DTV信号中的数据场的初始数据段中的PN511和三重PN63序列被原先提出用作ECR信号，但是不论单独还是组合考虑在实际现场環境中的VSB接收机的性能已经证明这些序列都是不合适的ECR信号。因此大多数DTV制造商已经使用判定反馈方法，它依赖于对于被发送信号的所囿部分的多径效果分析用于使采样数据滤波的加权系数适应。利用最小均方(LMS)方法或块LMS方法的判定反馈方法可以在合理大小的集成电路中實现在均衡和回波抵消滤波已经被初始地收敛到基本最佳的响应之后，只要通过滤波的采样率略微高于码元率并且只要动态路径改变率鈈超过判定反馈循环的调整速率(slewing rate)这些判定反馈方法提供相当好地跟踪动态多径条件。

但是当初始接收具有不良多径失真的DTV信号的时候，这些判定反馈方法在将均衡和回波抵消滤波收敛到接近最佳响应中往往是相当慢而不能接受不良多径失真条件包括实质的能量的回波超前或滞后于主接收信号大于10或20微秒的情况、存在相对于主接收信号具有不同定时的许多回波的群的情况、多径失真迅速改变的情况和因為能量电平的相似而难于从回波中区别主接收信号的情况。

更坏的情况是当在判定反馈循环的调整速率还没有快到可以赶上在多径条件Φ的迅速变化之后必须重新进行动态多径条件的跟踪的时候，收敛使非常慢的提供比LMS或块LMS判定反馈方法快的收敛快的、依赖于数据的均衡和回波抵消方法是公知的，但是将它们实现在合理大小的集成电路中有困难

因此，所期望的是改进A/53 DTV信号以定期引入ECR信号，它将“迅速”将均衡和回波抵消滤波收敛到基本最佳的响应所期望的是，具有一种ECR信号它不干扰在现场已经存在的DTV信号接收机的运行。但是洇为在DTV接收机中的VSB-8信号的去交织的原因，这可能是不可能满足的条件、至少是不可能完全满足的条件

由A.L.R.Limberg在2001年1月18日提交的题目为“用于广播数字电视信号接收机的重影消除基准信号和利用它们的接收机”的美国专利申请第09/776,019号描述了每个数据场被扩展了预定数量的数据段以允許包括由具有波特率码元的重复PN511序列组成的ECR信号。专利申请第09/776,019号还详细说明前置编码信号重复第313数据段的最后12个码元就象在标准VSB-8 DTV信号中┅样。数据场的扩展以包括超过313个数据段使得在新设计的DTV接收机中不得不进行的在DTV发射机中的卷积交织器和在DTV接收机中的对应的去交织器嘚修改最小但是，扩展的数据场将影响已经在现场存在的一些接收机的运行

专利中请第09/776,019号指出ECR信号应当具有足够的能量，使得利用自楿关步骤的匹配滤波可以从由其他信号和由噪声引起的干扰中区分ECR信号延迟的最长回波因此，具有相当能量和明确自相关响应的ECR信号是所期望之物在A/53广播DTV信号的每个数据场的初始数据段中的三重PN63序列具有明确的自相关响应，但是不具有足够的能量来检测具有更小幅度的哽长延迟的后回波在A/53广播DTV信号的每个数据场的初始数据段中的PN511序列具有足够的能量和明确的自相关响应。但是实践中证明还没有数据場同步(DFS)信号的分量序列或其分量序列的组合作为ECR信号是令人满意的。

一个原因是DFS信号的任何部分的前面都没有一个足够持续时间的无信息间隔，在此足够持续时间的无信息间隔中数据段同步序列和在前的数据的后回波在要用作ECR信号的DFS信号的那个部分的持续时间中显示不顯著的频谱能量。而且A/53 DTV信号不在ECR信号之前通过组合在不同时间发送的信息而产生这样持续时间的无信息间隔，这是一种用于消除NTSC模拟电視信号重影的技术在多于646码元出现时间(epoch)上延伸的60微秒长的无信息间隔如果不被在前信号的后回波覆盖则应当在ECR信号之前，所述后回波如果被延迟不超过大约60微秒则可以具有显著的能量应当防止在前信号的后回波对数字化的约翰逊噪声作用较大，以便保持回波检测的灵敏喥类似地，DFS信号的任何部分的后面都不跟随一个足够持续时间的无信息间隔在此足够持续时间的无信息间隔中，数据段同步序列和后續的数据的前回波在要用作ECR信号的DFS信号的那个部分的持续时间中显示不显著的频谱能量在多于323码元出现时间延伸上的30微秒长的无信息间隔如果不被在前信号的前回波覆盖则应当在ECR信号之后，所述前回波如果被超前不超过大约30微秒则可以具有显著的能量如果使用线性卷积嘚自相关滤波用于回波检测则这些无信息间隔优选地应当具有更长的持续时间。

在ATSC广播DTV信号的每个数据场的初始数据段中的PN511序列作为ECR信号鈈特别令人满意的另一个原因是PN511序列不是重复的因此，PN511序列的自相关特性被损害读者参见1994年8月23日授予CharlesDietrich和Arthur Greenberg的题目为“利用伪随机序列的詓重影装置”的美国专利第5,065,242号。在此并入作为参考的这个专利指出最大长度伪随机噪声(PN)序列的自相关函数具有循环特性。这个专利描述叻重复PN序列其被插入到NTSC模拟电视信号的每个垂直消隐间隔的指定扫描线间隔中作为ECR信号。美国专利第5,065,242描述了利用快速傅立叶变换(FFT)或离散傅立叶变换(DFT)方法执行的发送/接收频道特征

目前在实践中公知存在的大约90微秒的可能回波范围比A.L.R.Limberg在2000年1月19日提交临时美国专利申请序号第60/178,081号時假定的略宽，临时美国专利申请序号第60/178,081号是美国专利申请第09/776,019号的优先权文件Limberg假定了仅仅大约45微秒的回波范围，并且具体描述的ECR信号依賴于具有+5或-5值的波特率码元的重复PN511序列Limberg描述了重复PN511序列，它们被选择以便它们在832码元出现时间间隔包括+5、-5、-5、+5码元序列这个序列被用莋按照A/53进行的DTV传输中的数据段同步(DSS)信号。波特率重复PN511序列能够明确检测在小于47.5微秒范围上的回波

在2000年春天，当向ATSC RF系统性能特别工作组报告适合于现场使用的具有显著能量的回波的范围可能是大约90微秒宽的时候A.L.R.Limberg意识到使用波特率重复PN1023序列的ECR信号将有利于在如此宽的范围上嘚回波的明确检测。问题是是否存在包括在四个连续832码元出现时间间隔上的+5、-5、-5、+5 DSS序列的重复的PN1023序列当他怀疑这样的重复PN1023序列存在的时候，A.L.R.Limberg利用电子邮件向ATSC RF系统性能特别工作组提出这个问题指出他不具有用于计算所有PN1023序列、复制它们和筛分结果的软件。

令人惊讶地D.J.McDonaId同┅天的晚些时候通过电子邮件回答，某些重复PN1023序列实际上不满足这个标准其他的一些在较少的连续832码元出现时间间隔上包括+5、-5、-5、+5 DSS序列。D.J.McDonald通过经由在网络上发现的一个现有的文件写出一个用于筛分的程序而发现了所期望类型的序列随着n提高到超过大约8，更多的DSS序列必须被重复PN序列包含但是这个问题不象它首先出现时候那样难。当伪随机噪声(PN)序列的(Pn-1)长度随着数字n的增加而增加的时候序列的数量比线性增加更快地增加。

这个发明的进一步的方面涉及如何将3096码元出现时间三重PN1023序列并入ATSC标准广播信号因为将需要多于3个的数据段来包括整个3096碼元序列。C.B.Patel提出改进DFS信号消除PN511序列和初始的PN63序列以便为3096码元出现时间三重PN1023序列的尾部留下空间，其尾部是从前一个数据场的最后数据段開始第三个A.L.R.Limberg提出，应当改进DFS信号消除PN511序列而保留初始的PN63序列，并且将三重PN1023序列截短为3011个码元出现时间这将仍然允许PN1023自相关滤波器的汾类对所接收的重复PN1023序列的线性卷积，以便明确检测在90微秒范围上分布的回波

A.L.R.Limberg和C.B.Patel要进一步将重复PN1023序列序列截短为2500码元出现时间，因此它鈳以适合于三个连续数据段这将有利于使得在ATSC标准中的DFS信号完整，但是将把可以明确检测的回波的范围减少到小于所期望的90微秒所述奣确检测是通过在简单的线性卷积步骤中简单地使所接收的重复PN1023序列通过PN1023序列自相关滤波器的分类来完成。D.J.McDonald指出重复PN1023序列的循环特性意菋着，所有回波信息需要DFT步骤用于将基于仅仅被其本身的回波和侧面PN1023信号覆盖的PN1023序列的内部周期中的频道特性化。这允许DFT步骤在接近95微秒宽度的回波范围上明确地检测回波只要在ECR信号中存在至少两个周期的PN1023序列。PN1023序列的内部周期可以环回到其本身以便在长度上扩展所述序列来用于计算目的

当A.L.R.Limberg将这个观察提供给C.B.Patel的时候，Patel博士认识到将PN1023序列的内部周期环回到其本身允许利用PN1023自相关滤波器的分类的核心的圆周卷积用于在接近95微秒宽度的回波范围上明确地检测回波，只要在ECR信号中存在至少两个周期的PN1023序列

发明内容 本发明的各方面涉及将回波抵消基准(ECR)信号并入具有大约每秒10.76百万采样的码元率的DTV信号中，其中每个ECR信号包括或必要地包含一个具有+5或-5值的波特率码元的重复PN1023序列這个重复PN1023序列包括多个连续数据段同步信号。本发明的其他方面涉及用于这种信号的发射机和接收机

图1A和1B一同作为在产生按照本发明的┅个方面发送的广播数字电视信号中使用的重复PN1023序列中的码元的逐行和从左到右的列表。

图2是按照本发明的一个方面改进的ATSC数字电视信号數据帧的图所作出的改进使得在它的两个数据场中的每个的终端包括三个额外的数据段，所述额外的段包括用于自适应滤波的重复PN1023序列訓练信号所述自适应滤波提供信道均衡和回波抵消。

图3A、3B、3C、3D、3E、3F、3G、3H、3I、3J、3K和3L是描述在按照本发明的一个方面发送的广播数字电视信號中的各个数据段的码元内容的时序图

图4是用于按照本发明的一个方面发送广播数字电视信号的发射机的方框原理图。

图5是用于广播数芓电视信号的接收机部分的原理图所述接收机部分包括一个用于提供在基带上的信道均衡和回波抑制的自适应滤波器的分类，按照本发奣的另一个方面的接收机部分包括在用于计算自适应滤波器的分类的加权系数的DFT计算中利用图3A、3B、3C、3D、3E、3F、3G、3H、3I、3J、3K和3L的信号的装置

图6昰用于广播数字电视信号的另一个接收机部分的原理图，所述接收机部分包括一个用于提供在基带上的信道均衡和回波抑制的自适应滤波器的分类按照本发明的另一个方面的接收机部分包括能够在用于计算自适应滤波器的分类的加权系数的自相关滤波步骤中利用图3A、3B、3C、3D、3E、3F、3G、3H、3I、3J、3K和3L的信号的结构。

图7是用于广播数字电视信号的另一个接收机部分的原理图它可以跟随在图5和6之一所示的接收机部分后。

图8A是循环重复在多径接收条件下接收的信号的倒谱(cepstrum)的相对于时间的图所述倒谱在图5的接收机部分或图6的接收机部分中被确定。

图8B、8C和8D嘚每个是相对于与图8A相同的时间比例绘制的图示出了在展开图8A的循环重复倒谱以扩展一个延伸的倒谱中的连续步骤。

图9是可以在按照本發明的一个方面中使用并用于进一步分析所接收的DTV信号的倒谱的装置的方框原理图

图10A、10B和10C是相对于相同的时间横坐标的、在用于进一步汾析倒谱的前回波部分的图9装置中的电路中的点上的时域响应的图。

图10D、10E和10F是相对于相同的时间横坐标的、在用于进一步分析倒谱的后回波部分的图9装置中的附加电路中的点上的时域响应的图

图11是按照本发明的一个方面改进的ATSC数字电视信号数据帧的图，所述改进使得在它嘚两个数据场的每个中包括315个数据段、省略在每个数据场的第一数据段中的A/53数据场同步信号、并在每个数据场中包括一个用于提供信道均衡和回波抵消的自适应滤波的训练信号所述训练信号是一个也用作数据场同步信号的重复PN1023序列。

图12A、12B、12C、12D、12E、12F、12G、12H、12I和12J是描述在图11所示類型的广播数字电视信号中的各个数据段的码元内容的时序图

图1A和1B一同提供在实现本发明的不同方面中使用的2507码元重复PN1023序列中的连续码え的逐行、从左到右的列表。在2507码元重复PN1023序列的1对应于在数字电视信号中的+5载波调制值在2507码元重复PN1023序列的0对应于在数字电视信号中的-5载波调制值。重复PN1023序列用于调制在终止每个数据场的第314、315和316数据段期间和在下一个数据场的初始数据段中的第一个11码元期间的残留边带载波重复PN1023序列以调制作为数据段同步(DSS)信号的残留边带载波的1001序列开始，并具有在后面的其他序列832、1664和2496码元出现时间除了这些DSS信号，按照重複PN1023序列的残留边带载波的调制不另外包括在832码元数据段的类似位置的+5、-5、+5、-5序列如果在图1重复PN1023序列中的码元的顺序相反，则仍然可以获嘚这些有益的属性除了这两个PN1023序列外还有更多的序列具有所述的所期望的属性，J.D.McDonald发现了它们中的两个族在图1A和1B所示的特定重复PN1023序列是優选的，因为它以7个码元出现时间覆盖了在初始数据段中的PN511序列这是在任何已知的重复PN1023序列中的最长的覆盖。

图2是被改进以包括在它的兩个数据场的每个的结尾的三个额外数据段的ATSC数字电视信号数据帧的图在每个数据场中的初始数据段与A/53规定的相同，来自每个数据场的苐313个数据段的最后12个码元被用于形成终止下一个数据场的第一数据段的前置码用于均衡和回波抵消滤波的重复PN1023序列训练信号被包括在每個数据场中的三个附加数据段中，并在本发明的几个实施例中被包括在下一个数据场的第一数据段的一部分中在上述的本发明的实施例Φ，重复PN1023序列以7个码元出现时间覆盖在初始数据段中的PN511序列在本发明的其他实施例中，训练信号的结尾替代在每个数据场的第一数据段Φ的一个或多个伪随机噪声(PN)序列

在DTV发射机中，交织器和网格编码器的运行在加到每个数据场的第314、315和316个数据段的发送期间以及在每个数據场的初始数据段期间被暂停在这些时间，在特别被设计用于接收图2广播数字电视信号的DTV接收机中的网格解码器和去交织器的运行也被暫停被设计来接收按照1995ATSC标准广播的DTV信号的DTV接收机不太可能被设计使得在加到每个数据场的第314、315和316个数据段期间网格解码器和去交织器的運行被暂停。如果网格解码器和去交织器的运行不被如此暂停则去交织的数据将包括不能由在去交织器后面的里德-索罗蒙纠错电路纠正嘚错误。

图3A、3B、3C和3D描述在按照本发明广播的图2中的DTV信号中的前一个数据帧的偶数数据场的第313、314、315和316个数据段的码元内容图3E和3F图解在当前數据帧中的后续奇数数据场的初始和第二数据段的码元内容。图3G、3H、3I和3J描述所述后续奇数数据场的第313、314、315和316个数据段的码元内容图3K和3L图解了下一个数据帧的偶数数据场的初始和第二数据段的码元内容。

数据场的第2到第313数据段可以与A/53中规定的相同当前帧的奇数场的第3到第312數据段为了减少附图的原因而被从附图省略，所述当前帧的奇数场的第3到第312数据段出现在图3F所示的第二数据段的结尾和图3G所示的第313数据段嘚开始之间的时间间隔中

终止每个数据场的第314、315和316数据段包括重复PN1023序列ECR信号的第一个2496码元，它接续到后续数据场的初始数据段中图3B、3C囷3D示出插入到在图3E、3F、3G、3H、3I和3J描述的当前数据帧之前的数据帧的偶数数据场的第314、315和316数据段中的重复PN1023序列ECR信号的第一个2496码元。图3H、3I和3J示出插入到当前数据帧的奇数数据场的第314、315和316数据段中的重复PN1023序列ECR信号的第一个2496码元每个数据场的第314、315和316数据段的数据段同步(DSS)信号被并入在這些数据段期间发送的重复PN1023序列ECR信号中。对于在后续场的初始数据段的开始处的DSS信号也是如此对于这个初始数据段的PN511分量的第一个7码元吔是如此，如图3E和3K所示

图3B、3C、3D和3E的重复PN1023序列在8-VSB信号中的-5和+5调制电平之间变化，正如A/53规定的这些调制电平那样图3H、3I、3J和3K的重复PN1023序列也在-5囷+5调制电平之间变化。这些用于重复PN1023序列的调制电平便利了4码元DSS序列被并入这些重复PN1023序列中

图3E所示的奇数数据场的初始数据段和图3K所示嘚后续偶数数据场的初始数据段，每个都以4码元数据段同步(DSS)序列开始并被A/53规定的PN511序列跟随重复PN1023序列的结尾被1一个89码元三重PN63序列、一个24码え模式码和一个104码元保留部分跟随，所述104码元保留部分终止了数据段在图3K中，PN511序列被一个189码元三重PN63序列跟随这个189码元三重PN63与图3E中的不哃之处在于在三重PN63序列中的中间PN63序列与其他的PN63序列的极性相反。

图4示出用于按照本发明的一个方面发送广播数字电视信号的数字电视发射機01发射机01包括传统类型的分组组合器02，用于将MPEG-2标准视频数据的分组、AC-3标准音频数据的分组和其他数据的分组组合为一个数据流分组组匼器02有时被称为“传输流复用器”。分组组合器02被连接来将它组合的数据流提供给在A/53附录D的4.2.2部分中规定的类型的数据随机化器03数据随机囮器03用一个(217-1)码元最大长度PN序列来异或所有的输入数据，所述(217-1)码元最大长度PN序列在每个数据场的开始被初始化数据随机化器03被连接来向字節组合器04提供随机化的数据。字节组合器04被连接来向在A/53附录D的4.2.2部分中规定的(207187)类型的里德-索罗蒙编码器05提供以8比特的字节的随机化的数据。里德-索罗蒙编码器05连接到卷积交织器06用于向它提供插入有前向纠错码的随机化数据的字节。卷积交织器06提供将被发送的每个交织数据場的数据段2至313的交织数据描述的字节

卷积交织器06被连接来向字节到半字节转换器07提供这些交织数据的字节，字节到半字节转换器07将这些芓节转换为两比特的半字节流字节到半字节转换器07被连接来向网格编码器08提供这个半字节流，网格编码器08执行在A/53中规定的类型的2/3率网格編码网格编码器08被连接来向A/53中规定的类型的8电平码元映像器09提供它的网格编码的输出信号。产生自交织数据场的数据段313的最后12个码元被暫时存储在暂时存储寄存器10中以便被后续用作在下一个数据场的初始数据段的结尾处的前置编码。

时分复用器11被连接来从8电平码元映像器09接收码元在每个发送的数据场的数据段2之前，时分复用器11向网格编码的信号插入一个数据场同步(DFS)信号复用器11被连接来从DFS信号组合器12接收DFS信号。DFS信号组合器12组合在DFS信号的开始处的从只读存储器13读取的PN511和三重PN63序列、从VSB模式编码发生器14提供或永久连接的VSB模式码、“保留”信號(如果有的话)、和存储在暂时存储寄存器10中的前置编码

时分复用器11被连接来向另一个时分复用器15提供它的输出信号。时分复用器15在每个發送的数据场的每个数据段的开始处插入数据段同步(DSS)信号如图4所示，DSS信号可以通过示例被从在适当时间读取的只读存储器16提供到复用器15

在图4中，时分复用器15被连接来向另一个时分复用器17提供它的输出信号所述时分复用器17被设计使得它的输出信号再现具有下列改进的时汾复用器15的输出信号。从只读存储器18读取的ECR信号被插入到跟随每个发送数据场的数据段313的复用器17输出信号中

图4示出了导频插入电路19，它被连接来接收时分复用器17的输出信号导频插入电路19向复用器17输出信号加上一个直接分量以产生对于残留边带调制器20的调制信号输入，残留边带调制器20的结构中包括平衡调制器所述直接分量使得平衡调制器不平衡，因此VSB调制器20的输出信号包括具有载波频率的导频载波或鍺，可以在调制后进行导频插入在大多数商用DTV发射机设计中，VSB调制器20的输出信号是中频信号射频上变换器21将这个VSB调制器20输出信号频率姠上地转换至VHF或UHF频带中的分配的射频发送信道，并放大施加到发送天线22的射频信号的功率

图4的配置最简单地以波特率定时，以字节到半芓节转换器07输出信号开始向卷积交织器06输出信号的适当部分引入0以便容纳时分复用器11、15、17的插入。电子设计领域的技术人员可以容易地意识到除了利用按照图4连接的复用器11、15和17的之外的时分复用器电路可以被用于通过向每个发送的数据场的网格编码信号插入数据场同步信号而产生调制信号，被用于向每个发送的数据场的每个数据段插入数据段同步信号并被用于向每个发送的数据场的规定部分插入描述偅复PN1023序列的非网格编码信号。可以改进ROM18来存储除了DSS序列的重复PN1023序列ECR信号并反转例如时分复用器15和17的级联顺序。这便利了从公共地址计数器对ROM13和18寻址另一种设计可能是，在时分复用器17插入从ROM18定期读取的重复PN1023序列ECR信号之前独立地向码元映射器09和DFS信号组合器12的输出信号插入DSS信号。

图5示出了能够利用包括在那些广播DTV信号中的重复PN1023序列训练信号的用于广播的DTV信号的接收机射频残留边带DTV信号的来源30，如接收天线向包括调谐器和中频(I-F)放大器级的DTV接收机前端31提供所述VSB数字电视RF信号。DTV接收机前端3 1向解调器和模数转换电路32提供放大的I-F信号电路32可以采取多种公知形式之一。优选使用这样的电路32的形式即其中在数字范围进行解调之前放大的中频信号被模数转换器数字化。或者替代使鼡这样的电路32的形式，即其中在模拟范围进行解调并且模拟基带解调结果后来被模数转换器数字化。模数转换被以高于波特率的速率执荇以便可以跟踪在动态多径接收期间发生的所接收的信号的相位调制。

以波特率的倍数执行模数转换是有利的因为每个码元出现时间具有整数数量的样值简化了在接收机中的数字滤波器的分类的设计。例如便利了在数据限幅之前的至波特率的抽选过滤进一步举例，可鉯构造PN序列的自相关滤波器的分类而不需要数字复用器同时也便利了执行部分均衡(fractionalequalization)的自适应滤波。

解调器和模数转换电路32提供数字化的基带DTV信号虽然图5未明显地将其示出，按照传统的实践这个数字化的基带DTV信号在作为用于信道均衡和回波抵消的自适应滤波的输入信号の前进行包括Nyquist斜率滤波(slope filtering)的频带整形滤波，所述自适应滤波可以采用多种公知形式图5示出了自适应滤波的代表形式，它包括一个具有可调整加权系数的第一有限脉冲响应(FIR)滤波器的分类33其后级联跟随着一个包括部件34-38的无限脉冲响应(IIR)滤波器的分类。第一FIR滤波器的分类33的响应被提供作为IIR滤波器的分类输入信号它作为被减数输入信号被施加到在IIR滤波器的分类中的减法器34。到减法器34的减数输入信号是具有可调整加權系数的第二FIR滤波器的分类35的响应减法器34将它的差输出信号作为IIR滤波器的分类输出信号，这个信号按照传统的实践被作为输入信号提供到DTV接收机的其余部分39。在本说明书中进一步参照图7来详细说明DTV接收机的其余部分39。

IIR滤波器的分类输出信号被处理以作为输入信号施加箌第二FIR滤波器的分类35完成了通过第二FIR滤波器的分类35、减法器34和插入的部件36-38的负反馈环路。这个反馈环路提供累接滤波(iterative filtering)这个累接滤波产苼“无限”脉冲响应。或者可以通过直接从减法器34向第二FIR滤波器的分类35施加所述差输出信号作为它的输入信号来获得“无限”脉冲响应。但是通过将滤波的接收信号替换为基于滤波的接收信号的实际发送的信号的估计值而便利了经由数据定向方法的FIR滤波器的分类33和35的加權系数的调整。以高于波特率、最好是波特率的倍数的速率采样用于执行均衡和回波抵消的自适应滤波的输出信号所述输出信号是从减法器34作为差输出信号提供的。抽选过滤器36响应于从减法器34输出的差信号而向量化器37以波特率提供输入信号量化器37以波特率产生实际发送嘚码元的估计值。这些估计值被作为输入信号施加到内插滤波器的分类38内插滤波器的分类38对它们进行重采样至与来自减法器34的差输出信號相同的采样率。内插滤波器的分类38的响应被施加到第二FIR滤波器的分类35作为它的输入信号

小型专用计算机40计算提供给FIR滤波器的分类33和35的加权系数寄存器的加权系数。(图5未单独示出这些加权系数寄存器)每当DTV接收机在一段时间中未接收能量之后的时候，每当改变接收频道的時候或每当纠错电路指示当前的一组加权系数严重错误的时候向计算机40装载已经从重复PN1023序列训练信号推出的一组加权系数。这组加权系數然后被提供到FIR滤波器的分类33和35的加权系数寄存器并为计算机40提供了利用由数字减法器41作为它的差输出信号产生的判定反馈误差信号通過数据定向(data-directed)方法进一步调整加权系数的基础。数字减法器41通过将用于执行均衡和回波抵消的自适应滤波的输出信号与被内插滤波器的分类38偅采样的实际发送的信号的估计值相比较而产生判定反馈误差信号具体而言，内插滤波器的分类38的响应被提供到减法器41来作为它的减数輸入信号来自减法器34的差输出信号在被施加到减法器41作为它的被减数输入信号之前被数字延迟线42延迟。延迟线42足够大地延迟减法器34的差輸出信号以补偿通过抽选过滤器36、量化器37和内插滤波器的分类38的组合的潜在延迟减法器41产生作为它的差输出信号的判定反馈误差信号的采样率对应于FIR滤波器的分类33和35的加权系数的部分码元分接间隔(fractional-symbol

本发明的具体关注点在于从图3B、3C、3D、3H、3I、3J和3K中描述的重复PN1023序列训练信号中确萣一组加权系数的方法。解调器和模数转换电路32向门电路43提供数字化的基带DTV信号类似于提供到用于信道均衡和回波抵消的自适应滤波的數字化的基带DTV信号。门电路43为计算机44从每个数据场的第314、315和316数据段选择数字化的基带DTV信号的一个1023码元出现时间部分这个1023码元出现时间部汾被选择在第310个段中的数据的最长延迟后回波消失之后、但是在后续数据场的初始数据段中DFS信号的最早前回波的出现之前出现。开始在第312數据段中的1023码元出现时间部分意味着被延迟少于78.3微秒的第310段中的数据的后回波全部通过在第312数据段的起始处开始1023码元出现时间部分将要求在后续数据场的初始数据段中的DFS信号的前回波被提前超过59.5微秒一点，以便覆盖这样的1023码元出现时间部分刚刚在第312数据段中的DSS序列之后開始1023码元出现时间部分是优选的，因为它便利了使用于对选择的1023码元出现时间部分的选通定时的计数器有效的DSS序列进入在计算机44中的输入存储寄存器中

计算机44是一个小型计算机，专用于计算门电路43为计算机44选择的数字化基带DTV信号的1023码元出现时间部分的DFT功率谱在对选择的信号重采样之后执行这些功率谱计算，因此为DFT计算提供的所述一组样值包括2的整数幂的多个样值DFT计算通过将其基于时域信号的两个样值嘚整数幂而被简化。由计算机44计算的DFT功率谱的样值被连续施加到线性到对数转换只读存储器45ROM45向数字减法器46提供它的对数样值作为其减数輸入信号。

只读存储器47连续产生对于传输信道的理想DFT功率谱的对数样值并向减法器46提供那些对数样值作为它的被减数输入信号。存储在ROM47Φ的对于传输信道的理想DFT功率谱对应于PN1023序列的功率谱的低通滤波的结果所述PN1023序列被重采样以包括与在对门电路43选择的信号的重采样响应Φ相同数量的样值，所述数量的样值是2的整数幂低通滤波被执行，其具有Nyquist斜率滚降的理想的低通滤波特性所述Nyquist斜率滚降使得码元之间嘚干扰最小化。

来自减法器46的差输出信号被提供到存储反对数查找表的只读存储器48ROM 48的响应被提供到计算机49，计算机49计算所述响应的离散傅立叶逆变换(I-DFT)以产生对脉冲的发送/接收信道系统响应的时域描述这个在时域的“信道脉冲响应”或“CIR”被称为“倒谱(cepstrum)”，这个词(cepstrum)是描述茬频率域中的发送/接收信道系统响应的词“频谱(spectrum)”的变移字母位置的构字倒谱的形式是具有指示各个多径分量的相对延迟的时间间隔的、具有指示那些多径分量的相对幅度的幅度的连续脉冲。这个时域描述被提供到计算机40它由此产生一组用于自适应滤波的初始加权系数，所述自适应滤波用于均衡发送/接收信道和抑制回波

用于从倒谱计算初始加权系数的方法是本领域所公知的。通过简单地从在倒谱的对應项换算来产生用于抑制更长延迟的后回波的第二FIR滤波器的分类35的加权系数对于第一FIR滤波器的分类33的加权系数的计算可以通过从描述第┅FIR滤波器的分类33要抑制的前回波和短后回波的倒谱部分的逐项复倒数的逆DFT来换算(scaling)。

在DTV接收机被通电后、或在DTV接收机调谐来接收不同的频道の后首先产生的加权系数组被用于初始化自适应滤波的系数其后，计算机40利用判定反馈技术来适应加权系数增量每次从自新数据场的朂后数据段提取的ECR信号中产生一组新的加权系数的时候，计算机40将所述组系数与利用判定反馈技术调整的那组加权系数相比较当比较显礻利用判定反馈技术调整的那组加权系数是错误的时候，自适应滤波系数被利用最新从ECR信号中产生的加权系数组重新初始化

通过将门电蕗43向用于计算44的DFT功率谱的专用计算机44选择的数字化基带DTV信号的1023码元出现时间部分重采样，将PN序列信息的一个周期映射为DFT的一个周期因此茬理论上所有时间扩展的模信号中存在从所述周期的结尾处向它的开始处的无缝转换。使用类似的采样步骤将理想信道响应的DFT功率谱限定為Nyquist有限PN1023序列这些步骤使得在时域中的这些信号的周期到周期的混叠(aliasing)是这样的，即每个显示正确的环绕以便混叠不影响在Nyquist有限频率域中嘚去卷积步骤。当然这些重采样步骤在外部实时执行更容易。

或者DTV计算机可以被设计使得解调器和模数转换电路32提供以波特率的倍的整数倍取样的基带DTV信号。这个时钟速率简化了DFT计算但是使得抽选过滤器36、内插滤波器的分类38和DTV接收机的其余部分的设计复杂化。

发明人巳经鉴别了避免很多相乘步骤的实际设计所述步骤与用于重采样PN序列的内插滤波相关，发明人相信所述设计相对于以前的设计更有创造性以前的设计更接近美国专利第5,065,242号的思想。这些实际设计以足够的精确度接近发送/接收信道的特性使得可以对于用于信道均衡和回波抵消的自适应滤波计算初始滤波系数，所述初始滤波系数将足够地打开DTV信号的视觉特性使得可以产生对于那些已经被发送到DTV接收机的多電平数据码元的估计。判定误差反馈方法可以随后被用于纠正自适应滤波的滤波系数

下面的设计是可能的，其中PN1023函数被以空样值扩展到包括数量上为2的整数幂的样值的各个信号每个扩展的信号具有等于至少两个的1024个码元出现时间的相同整数倍的持续时间。这些扩展的PN1023函數的DFT可以随后被差分组合以产生去卷积结果的DFT这个DFT可以被逆变换以获得所述去卷积结果，它使得发送/接收信道特性化

下面的设计是可能的，其中重复和附加的空样值将PN1023函数扩展到包括数量上为2的整数幂的样值的各个信号每个扩展的信号具有等于至少两个的1024个码元出现時间的相同整数倍的持续时间。这些扩展的PN1023函数的DFT可以随后被差分组合以产生去卷积结果的DFT这个DFT可以被逆变换以获得所述去卷积结果，這是发送/接收信道特性化的倒谱

这些对去卷积的近似趋向于具有进一步提前的前回波的噪声测量和进一步延迟的后回波的噪声测量。因為PN1023函数的归一正交因此存在用于初始化滤波系数的实际设计，它们更好地使用在DFT域中PN1023函数的互相关性而不是它们的去卷积来防止进一步提前的前回波的噪声测量和进一步延迟的后回波的噪声测量在这些设计中，由门电路43向专用计算机44选择的数字化基带DTV信号的1023码元出现时間部分的N个连续周期当将其环回用于后续的DFT计算的时候被连续的空样值填充这些空样值扩展那个1023码元出现时间部分的连续周期以产生包括数量上为2的整数幂的样值的第一信号，它的DFT被计算作为第一DFTNyquist滤波的PN1023序列的M个连续周期形成一个样值块，这个样值块在时间顺序上反转並被填充连续的空样值以产生包括数量上为2的相同的整数幂的样值的第二信号它的DFT被计算作为第二DFT。第一和第二DFT被卷积以产生一个第三DFT这个第三DFT的逆DFT描述以已知已经发送的Nyquist滤波的PN1023序列与实际接收的Nyquist滤波的PN1023序列的互相关性。如果M和N不同则第三DFT的环绕部分不重叠。因此洳果M和N不同，则逆DFT不混合时间上不相邻的各个PN1023序列的不同周期的后回波和前回波分量

J.D.McDnald已经调查了可以从向通过门电路43选择的数字化基带DTV信号的1023码元出现时间的两个连续周期填充空样值、以将完整信号的持续时间扩展为2048个码元出现时间而获得的结果。这个模信号的DFT被以第二信号的DFT来卷积所述第二信号的DFT是通过将以适当的时间顺序排列的Nyquist滤波的PN1023序列的单个周期扩展为2048个码元出现时间而形成，所述扩展是通过涳样值产生的从卷积结果的逆DFT的结果计算的初始滤波系数足够打开DTV信号的视觉特性，足够产生已经被发送到DTV接收机的多电平数据码元的鈳行估计更大的M和N将改进初始滤波系数的准确性。

图6示出了用于广播数字电视信号的另一个接收机部分能够利用图3B、3C、3D、3E、3H、3I、3J和3K的優选的重复PN1023信号。包括在图5的DTV接收机中的、并连接以形成用于利用DFT计算倒谱的装置的计算机44和49、减法器46和ROM45、47和48不包括在图6的DTV接收机中取洏代之的是，利用PN1023自相关滤波技术来产生倒谱

时分复用器50被连接和运行以便再现从移位寄存器51接收的输入信号或者再现从解调器和模数轉换电路32接收的输入信号来作为它的输出信号。复用器50选择被解调器和模数转换电路32提供包括Nyquist斜率滤波的适当频带整形的数字化基带DTV信号嘚1023码元出现时间部分数字化基带DTV信号的选择部分随后被环回到其本身以形成要进行PN1023自相关滤波的扩展的信号。复用器50从每个数据场的第312囷313个数据段选择这个1023码元出现时间部分以便在第310个段中的数据的最长延迟后回波消失之后、但是在后续数据场的初始数据段中DFS信号的最早湔回波的出现之前出现这个选择类似于门电路43在图5的DTV接收机中执行的数字化基带DTV信号的1023码元出现时间部分的选择。复用器50从每个数据场嘚第312和313个数据段选择的数字化基带DTV信号的1023码元出现时间部分在施加到1023级移位寄存器51作为移位输入信号的它的输出信号中被再现在复用器50選择用于施加到移位寄存器51作为移位输入信号的数字化基带DTV信号的1023码元出现时间部分之后，由复用器50选择来自移位寄存器51的移位输出信号來用于在施加到移位寄存器51作为移位输入信号的它的输出信号中的再现因此，在1023码元出现时间延迟之后移位寄存器51在它的移位输出信號中再现先前由复用器50选择的数字化基带DTV信号的1023码元出现时间部分。移位寄存器51继续一次又一次地在它的移位输出信号中再现那个1023码元出現时间部分直到这样的时间，即一个数据场之后复用器50接着选择另一个数字化基带DTV信号的1023码元出现时间部分。

作为移位输出信号的从迻位寄存器51的输出的周期重复的PN1023序列和它的伴随的回波信息被滤波以消除一个伴随的直接分量所述直接分量是从在解调器和模数转换电蕗32中导频载波信号的同步解调中产生。在消除伴随的直接分量之后周期重复的PN1023序列和它的伴随的回波信息被作为输入信号提供到PN1023自相关匹配滤波器的分类52。PN1023匹配滤波器的分类52作为响应向滤波系数计算机40提供倒谱信号滤波系数计算机40产生一组加权系数用于自此的自适应滤波。在DTV接收机被通电之后或DTV接收机调谐到一个不同频道之后首先产生的这组加权系数用于初始化自适应滤波的系数其后，计算机40利用判萣反馈技术来逐渐适应加权系数每次从自新数据场的最后数据段提取的ECR信号中产生一组新的加权系数的时候，计算机40将所述系数组与利鼡判定反馈技术调整的那组加权系数相比较当比较显示利用判定反馈技术调整的那组加权系数错误的时候，利用最新从ECR信号产生的加权系数组重新初始化自适应滤波系数

有多种方法来消除与来自移位寄存器51的移位输出信号相伴随的直接分量，以便仅仅向PN1023匹配滤波器的分類52提供周期重复的PN1023序列和它的伴随的回波信息来作为输入信号图6示出了施加到移位寄存器51作为移位输入信号的复用器50输出信号，它也作為向累加器53的输入信号累加器53累加复用器50从解调器和模数转换电路32选择的对于每个数据场的数字化基带DTV信号的1023码元出现时间部分中的样徝。来自移位寄存器51的移位输出信号被作为被乘数提供到数字乘法器54用于与其值等于R乘以1027的固定乘数信号相乘，R是在数字化基带DTV信号中嘚每个码元出现时间的样值的数量由于相乘是通过一个固定乘数，因此数字乘法器54在由自移位寄存器51的移位输出信号定址的只读存储器Φ得到最好的实现乘积信号的产生具有很少的延迟。数字减法器55接收这个乘积信号作为它的被减数输入信号并接收来自累加器53的输出信号作为它的减数输入信号。在连接中有一个二进制小数点左移器56将来自数字减法器55的差输出信号施加到PN1023匹配滤波器的分类52作为它的输叺信号。

对于从导频载波的同步检测产生的数字化基带DTV信号的脉冲基底电平(pedestral)分量的抑制是特别被关心的因为这个技术与以往用于抑制在NTSC模拟电视中GCR信号的脉冲基底电平的很不同。用于图6DTV接收机中的脉冲基底电平的抑制技术避免了用于从连续场差分地组合相反的PN序列(oppositely poled PN sequence)以消除矗接脉冲基底电平分量的需要原则上，在PN1023序列中的1023R个样值被平均以确定那些样值的直接分量所述分量随后在那些样值被施加到PN1023匹配滤波器的分类52作为它的输入信号之前被与那些样值差分组合。乘数R是每个码元出现时间的样值的数量由于它是回波到主信号的定比(scaling)，而不昰这些信号的绝对电平因此配置图6所示的脉冲基底电平的抑制滤波使得避免被1023R除——这是用于在PN1023序列中的1023R样值的直接平均需要的，其中主信号主要是在回波测量中的关心信息

累加器53将具有一项，作为它的响应的一个分量所述一项即1023R乘以在由复用器50选择的PN1023序列的一个周期中的1023R样值的每个中的直接分量，所述直接分量产生自理想地具有+1.25正规化的调制电平的导频载波的同步检测中累加器53将具有一项作为它嘚响应的另一个分量，所述一项产生自PN1023序列对于正规化的调制电平+5和-5之一比对于其他正规化的调制电平多一个码元的事实这个累加器53响應的另一个分量将近似于一个电平，即4R乘以在PN1023的一个周期中的1023R样值的每个中的直接分量在图6的DTV接收机中，这个累加器53响应的另一个分量被假定为与从导频载波的同步检测产生的直接分量具有相同的极性即，由复用器50选择的重复PN1023序列的单一周期假定具有512个码元具有+5调制电岼而仅仅511个码元具有-5调制电平。因此在跨越PN1023序列的一个周期的累加期间的结尾的总的累加器53的响应将接近于一个值即1027R乘以那个序列的┅个周期中的1023R个样值的每个中的直接分量。数字减法器55接收由基本等于1027R的常数因子相乘的来自移位寄存器51响应的移位输出信号的样值作为咜的被减数输入信号数字减法器55接收累加器53输出信号作为它的减数输入信号，所述累加器53输出信号基本具有一个值即1027R乘以PN1023序列的一个周期中的1023R个样值的每个中的直接分量。数字减法器55以一个差输出信号来响应这些减数和被减数输入信号所述差输出信号对应于由基本等於1027R的常数因子相乘的来自移位寄存器51响应的移位输出信号，但是实质上不具有伴随的直接脉冲基底电平项连接56将这个差输出信号的二进淛小数点向左移位几个二进制位以将其除以接近1027R的一个因子。每个产生的商样值的较小有效位可以在将其施加到PN1023自相关滤波器的分类52作为咜的输入信号之前被丢弃这样的四舍五入步骤降低了用于构造PN1023匹配滤波器的分类52的数字延迟级的比特宽度要求。

由于被接收机的有限带寬影响的信号转换的原因由假定具有512个+5调制电平的码元和仅仅511个-5调制电平的码元的PN1023序列引起的累加器53响应的分量的电平可能会略微小于4R塖以在PN1023序列的一个周期中的511R个样值的每个中的直接分量。这可以通过略微改变数字乘法器54与来自移位寄存器51的移位输出信号的样值相乘的瑺数而得到补偿

PN1023自相关匹配滤波器的分类52是一个有限脉冲响应(FIR)数字滤波器的分类，具有对应于PN1023的核心(kernel)系数即，假定采样率是波特率的倍数对于在PN1023序列的具体相位的+5的调制电平期间发生的样值，核心系数是+1对于在PN1023序列的具体相位-5的调制电平期间发生的样值，核心系数昰-1因此PN1023自相关匹配滤波器的分类52可以从一串定时(clock)的数字加法器和减法器构造，假定采样率是波特率的倍数如果采样率不是波特率的倍數，则匹配滤波器的分类将在它的构造中需要数字乘法器通过在5.38MHz进行滚降的升根余弦低通滤波的PN1023序列的具体相位来限定加权系数。

即使采样率是波特率的倍数也可以使用另一种结构，并且这种结构可以提供略微更准确的回波定位信息因为抑制了码元之间的干扰。但是PN序列的强的自相关性趋向于防止码元之间的干扰的问题。

通过将具有固定乘数信号1027R的数字乘法器54替换为具有固定乘数信号1019R的数字乘法器鈳以改进图6的DTV接收机以便容纳由复用器50选择的重复PN1023序列的单个周期，所述复用器50具有512个-5调制电平的码元和仅仅511个+5调制电平的码元

相对於图5的DTV接收机和它的变化形式，发明人当前优选图6的DTV接收机和它的变化形式由于图6的DTV接收机和它的变化形式不需要DFT计算来使得发送/接收信道特性化，因此这些DTV接收机避免了对于再采样重复PN1023序列以便加速DFT的计算的需要这导致计算上的大量节省。利用简单的暂时存储寄存器囷树相加电路(tree-addition circuitry)可以容易地实现在图6的DTV接收机和它的变化形式中使用的重复PN序列匹配的滤波而不需要复杂的数字乘法器结构。

图7详细示出叻DTV接收机的其余部分39它在图5和6的方框原理图中作为一个单独的方框示出。DTV接收机的其余部分39的大部分是传统的设计

同步信号提取电路57被连接来从数字减法器34接收均衡的数字基带信号。同步信号提取电路57从均衡的数字基带信号提取同步信息并向接收机时钟和定时电路58提供同步信息。举例来说同步信号提取电路57包括一个窄带带通滤波器的分类，用于从自数字减法器34提供的均衡的数字基带信号提取5.38 MHz的分量窄带带通滤波器的分类响应是方形的，并且从成为方形的步骤中产生的10.76MHz分量被用作展开对于主时钟振荡器的自动频率和相位控制的基准这个主时钟振荡器(图7中未示出)被包括在用于以波特率的倍数定时接收机的运行的接收机时钟和定时电路58中。

接收机时钟和定时电路58通常包括计数器电路用于控制全部每个数据帧的接收机运行。这个计数器电路(在图7中未示出)对主时钟振荡器的振荡计数并且计数的输出信號被同步信号提取电路57从由数字减法器34提供的均衡的数字基带信号提取的信号同步到数据帧。计数器电路一般包括一个计数器用于对主時钟振荡器的振荡计数以产生描述每个数据段的码元的数量的计数。在每个数据段的开始位置这个计数器被复位因此它的计数被初始化。这个复位的作出是响应于用于检测数据段同步(DSS)信号的发生的电路的这个电路(在图7中未示出)包括在同步信号提取电路57中。所述用于检测DSS信号的电路可以是1997年1月14日授权给J.Yang的题目为“LINE RECEIVER(用于数字电视接收机的行同步检测器)”的美国专利第5,594,506号中所述的类型在接收机时钟和定时电蕗58中的计数器电路一般包括数据段计数器，它对被检测的DSS信号计数在它的一般运行中，在每个数据场的初始数据段期间应该翻转而未出現翻转时数据段计数器翻转到初始条件，并且在每个数据场的初始数据段期间数据段计数器要被复位到初始条件。为了实现复位同步信号提取电路57包括一个匹配滤波器的分类(在图7中未示出)，它检测在每个数据场的初始数据场中PN511序列的出现针对在数据场的初始数据段Φ的PN511序列的出现，匹配滤波器的分类的脉冲输出被用于将数据段计数器复位为它的初始条件

码元同步器或相位跟踪器59被连接来从数字减法器34接收均衡的数字基带信号，并将它的响应提供到网格解码器60网格解码器60一般是象在ATSC文件A/54的10.2.3.9部分中所述的12相(phase)设计形式。在用于包含重複PN1023训练信号的加到每个数据场的数据段期间以及在每个数据场的第一数据段期间，所述网格解码器被禁止码元同步或相位跟踪器59可以具有在ATSC文件A/54的10.2.3.8部分中所述的设计形式还包括一个判定反馈环路，用于抑制从相网格解码器60提供的均衡数字基带信号的相位噪声当DTV信号不被网格编码的时候，网格解码器60当然可以被不同类型的一个适当的码元解码器替换例如DTV传输可以是没有进行网格编码的2-VSB信号。

网格解码器60(或替代的码元解码器)被连接来向字节组合器61提供码元解码结果字节组合器61将码元解码结果组合为用于施加到卷积去交织器62的8比特字节。卷积去交织器62反转由在图4的发射机中的卷积交织器06引入的卷积交织卷积去交织器62的运行与在A/53 DTV接收机中有所不同。卷积去交织器62的运行跳跃了用于包含重复PN1023训练信号的加到数据场的数据段并跳跃了第一数据段。

里德-索罗蒙解码器63被连接来接收来自卷积去交织器62的去交织數据里德-索罗蒙解码器63响应于包括在那个去交织数据中的里德-索罗蒙前向纠错编码而纠正少于特定数量字节的突发差错，并检测比所纠囸的更长期间的差错差错检测和纠正在那个去交织的数据被施加到数据去随机化器64之前对于那个去交织的数据进行，以便数据去随机化器64更好地能够再现从图4发射机中的分组组合器02向数据随机化器03提供的分组数据数据去随机化器64以指定的去随机化信号数据来异或已经纠錯的去交织数据，以便再现提供到分组分类器65的分组数据分组分类器65响应于它们的首标信息而分类分组。

分组分类器65也被称为“传输流詓复用器”分组分类器65选择包括压缩的视频信息的分组来施加到MPEG-2视频解压缩电路66，并选择包括压缩的音频信息的分组来施加到AC-3音频解压縮电路67在一个完整的DTV接收机系统中，MPEG-2视频解压缩电路66向DTV接收机显示系统68转发解压缩的视频信号AC-3音频解压缩电路67向DTV接收机声音系统69转发解压缩的音频信号。

除了需要有所不同地定时以将它们的运行局限于每个数据场的第2到第313数据段的网格解码器60和卷积去交织器62之外还有┅种方法，其中DTV接收机的其余部分39的运行在一定程度上受到影响在第2到第313数据段期间，发送到DTV接收机的码元的估计值被从由网格解码器60戓另一种码元解码器产生的码元解码结果中提取其中滤波系数计算机40使用所述发送到DTV接收机的码元的估计值来用于在跟踪的基础上自适應改变FIR滤波器的分类33和35的系数。通常跟随在第一数据段中的DSS序列的第一个700码元的估计值不从被来自网格解码器60或另一种码元解码器的码え解码结果中提取，而是取代为被从在计算机40中的只读存储器中读取在从ROM提供的估计值中的更高的可信度便利了跟踪错误的降低。在接收机时钟和定时电路58内产生对于这个ROM的寻址当包括重复PN1023训练信号的额外的数据段被附加到每个数据场的时候，在ROM中的可寻址的位置可以被增加以存储在这些额外的数据段中的码元的高可信度估计值接收机时钟和定时电路58被改进以产生对于增加的ROM的增加的寻址。

前面的说奣书部分参照附图的图5和6描述了这样的DTV接收机其中自适应滤波器的分类利用真实信号的部分均衡而提供在基带的信道均衡和回波抵消。體现本发明的其他方面的其他的DTV接收机使用提供复合信号的均衡的自适应滤波器的分类这样的均衡可以利用波特率样值而被容易地执行；如果对于复合信号执行均衡则更少地需要过采样(oversample)。在另外的其他DTV接收机中(它们可以被改进以体现本发明的其他方面)I-F数字电视信号被数芓化以施加到一个自适应滤波器的分类，所述自适应滤波器的分类提供在I-F通带中的信道均衡和回波抵消自适应滤波器的分类的响应随后被解调以获得基带信号以用于施加到网格解码装置。通过熟悉本说明书和附图均衡器设计领域的技术人员将能够将本发明应用到用于信噵均衡和回波抵消的许多公知的自适应滤波方案中。

DTV接收机中的计算机40的操作步骤可以采用在本领域中公知的多种形式从在图5的DTV接收机Φ的计算机49和从图6的DTV接收机中的PN1023自相关滤波器的分类52向计算机40提供的倒谱将被不同地用在运行计算机40的这些不同方式中。在图5的DTV接收机中嘚计算机49或在图6的DTV接收机中的PN1023自相关滤波器的分类52提供的需要的时域滤波器的分类的倒谱是自适应滤波器的分类的有效的整个核心在所述核心中改变的“活动图象”的开始处的一个“快照(snapshot)”所述改变要在跟踪动态多径变化的时候发生。这提供了用于大大简化计算机40执行的任务的基础

这是因为许多动态多径失真本质上是连续的，从每个码元出现时间到下一个期间发生发送/接收信道特性改变是极少的因此，从ECR信号确定的初始自适应滤波系数提供了一个基础从所述基础，基于判定反馈方法的跟踪步骤不需要在开始跟踪在信道特性中的改变の前过多地搜寻收敛所述信道特性的改变是由于逐渐地改变多径失真而产生。本质上连续的动态多径失真的一个例外是公知的突然透露嘚射线例外其中对接收关闭的一个路径被突然打开来接收。另一个例外是公知的突然屏蔽射线例外其中打开用于接收的一个路径突然對于接收被关闭。当这些例外之一发生的时候通过自适应滤波的动态多径的跟踪被中断，并且自适应滤波系数的迅速重新初始化变得立刻急切起来从ECR信号直接确定初始自适应滤波系数而不依赖于判定反馈保证了每当发生这些例外之一的时候接收可以在少于大约25毫秒之内被恢复。

存在多种方法来用于确定是否这样的一个例外在数据场的结尾保持没有被纠正一种方法将在数据场的结尾的自适应滤波的加权系数(它们已经被判定反馈调整)与从重复PN1023序列计算的自适应滤波的加权系数相比较。在两组系数之间的实际差异证明在前一个数据场中没有被纠正的动态多径失真显示出严重的不连续并证明自适应滤波优选地应当使用从重复PN1023序列计算的加权系数来进行。在另一种用于确定是否在一个数据场结尾没有被纠正的动态多径失真显示出严重的不连续的方法中在每个数据场的结尾附近的判定反馈样值的幅度被测量，並且将测量值平均高的平均值证明在前一个数据场中动态多径失真显示出严重的不连续——它没有被纠正，并证明自适应滤波优选地应當使用从重复PN1023序列计算的加权系数来进行

在运行计算机40的许多不同方式中，估测倒谱的一个初始考虑是确定当获得多径接收的时候什么將被作为接收的DTV信号的主或“光标(cursor)”分量这个光标分量被用作当获得多径接收的时候确定接收的DTV信号的每个其他的分量(它相对于光标分量被不同地延迟)是否被作为前回波或后回波的参考。接收的DTV信号的每个晚到的分量被作为“后回波”它的到达时间被相对于这个光标分量测量，一般被测量为正的延迟(或替代为负的提前)所接收的DTV信号的每个早到达的分量被当作“前回波”，它的到达时间被相对于这个光標分量测量一般被测量为负的延迟(或替代为正的提前)。

在计算机40的一些运行步骤中接收的DTV信号的不同延迟的最大分量被选择作为光标汾量。这个步骤允许在光标分量前面的实质能量的前回波的存在实质能量的前回波的存在提高了在FIR滤波器的分类33中需要的核心宽度以容納这些前回波中的大多数提前。而且通过还没有进行回波抑制的信号的样值的加权和，来完成在前馈FIR滤波器的分类33中回波的抑制这与通过包括反馈FIR滤波器的分类35的IIR滤波器的分类的回波的抑制相反，后者是通过已经进行回波抑制的信号的样值的加权和来完成的通过IIR滤波器的分类的回波抑制，抑制了回波分量而不引入附加的回波分量通过前馈FIR滤波器的分类33的回波的抑制导致引入具有相对于信号的光标分量的两倍的不同延迟的回波重复分量，这个回波重复分量的幅度与前馈FIR滤波器的分类33响应中抑制的原回波分量相比较被降低这些单一重複的回波重复分量的幅度的降低对于发送/接收信道是重要的，在所述发送/接收信道中倒谱的光标分量比其他分量显著大。所述降低通常足够使得这些回波重复分量在数字信号量化中被丢失但是，对于其中倒谱的光标分量不显著大于其他分量的发送/接收信道单一重复的囙波重复分量具有充分足够的幅度，即使多次重复的回波重复分量在一些情况下具有充分足够的幅度

当适用判定反馈方法的时候，作为後回波的回波重复分量可以通过与前馈FIR滤波器的分类33级联的IIR滤波器的分类来消除因此，FIR滤波器的分类33核心不需要在时间滞后方向上足够擴展以提供抑制可以在IIR滤波器的分类中被消除的后回波重复的能力但是，IIR滤波器的分类没有能力消除或抑制作为前回波的回波重复分量因此当采用判定反馈方法的时候，FIR滤波器的分类33的核心宽度需要在时间提前方向上足够地扩展以提供将这些前回波的所有重复的幅度降低为不显著的值的能力以便这些前回波重复将在数字信号量化中被丢失。

在计算机40的替代运行步骤中更早接收的具有显著能量的不同延迟的DTV信号之一被选择作为光标分量。这个步骤可以消除在光标DTV信号前面的实质能量的前回波并因此降低在FIR滤波器的分类33中需要的核心寬度。但是除非被选择作为光标分量的接收的DTV信号与最强的接收的DTV信号分量充分地一样强，自适应滤波响应的C/N比被选择作为光标分量的朂强的接收的DTV信号分量的时候是显著要低的一般优选的是，当接收的DTV信号伴随有实质噪声的时候DTV接收机被设计为选择最强的接收的DTV信號分量作为光标分量。从重复PN1023序列的一个周期产生的倒谱的可获得性提供了信息该信息可以提供用于确定哪个接收的DTV信号分量最好被选擇作为光标分量的基础。

所期望的是因为在自适应滤波内样值的延迟，所以要避免在数据场期间改变光标分量在每个DTV数据场的结尾处嘚时域滤波器的分类的倒谱的可获得性便利了计算机40选择接收的DTV信号的不同延迟的分量之一作为对于下一个数据场的全部的光标分量。在某些接收条件下被选择作为光标分量的一个分量可以充分地在数据场期间降低能量，这使得选择具有更大能量的分量作为下一个数据场嘚光标分量合乎需要这样的能量上的充分降低通过判定反馈步骤以信号表示，所述判定反馈步骤使得与光标分量相关的滤波器的分类系數大大提高自适应滤波器的分类33和35使用来加权不同延迟的DTV信号的数字复用器必须具有足够的动态范围来容纳具有几倍幅度的加权系数。┅般优选的是，只要判定反馈步骤显示出合理小的跟踪差错则计算机40从一个数据场到下一个保持相同的光标分量。因此如果判定反饋步骤一直在显示合理小的跟踪差错，则重复PN1023序列不用于在数据场的开始产生自适应滤波系数的完全修正但是，如果判定反馈步骤一直顯示出合理小的跟踪差错则有吸引力的是，将在在接收机上存储的——而不是来自接收的DTV信号的——重复PN1023序列上的每个数据场的最后三個数据段期间的所发送的信号的估计值作为基础这提高了在每个数据场的最后三个数据段的重复PN1023序列期间以及在每个数据场的初始数据段中的PN511序列和三重PN63序列期间由判定反馈步骤产生的校正的可信度。高的可信度便利了在这些时间期间对自适应滤波系数作出的逐步校正中嘚更大的获益增进了跟踪精确度。

体现本发明的一些方面的DTV接收机的许多设计将提供在适用于信道均衡和回波抵消中使用的自适应滤波嘚各种步骤之间的时间上的缓冲提供这个时间缓冲的装置在图5和6中未示出，但是一般被数字随机存取存储器(RAM)提供被特别关心的是数字存储器的特殊用途，它被配置来向从解调器和模数转换电路32向前馈FIR滤波器的分类33提供的输入信号的施加中引入先入先出(FIFO)缓冲延迟FIFO缓冲进荇得足够长以允许用于处理从电路32输出信号提取的重复PN1023序列所需要的时间，以便产生FIR滤波器的分类33和35的初始加权系数以便发生在从内插濾波器的分类38向减法器41开始提供前一个数据场的第311个数据段之前。然后替代图5和6所隐含的、作为从来自内插滤波器的分类38的响应的补偿延迟41提供的自适应滤波响应的差被产生的判定反馈差错信号，判定反馈差错信号被产生作为从来自Nyquist滤波器的分类的响应的补偿延迟41提供到偅复PN1023序列的自适应滤波响应的差保证了PN511序列和保证了在DTV接收机的公知为先验的PN63序列。这个替代判定反馈差错信号的高可信度便利了在这些时间期间对自适应滤波系数作出的逐步校正中的更大的获益改进了在抑制初始化后的任何系数差错剩余物中判定反馈适应的速度。

虽嘫在图5和6中未示出但是在用于体现本发明的一些方面的DTV接收机的一些设计中，存在数字存储器用于缓冲将FIR滤波器的分类33和35的加权系数嘚逐步更新施加到这些滤波器的分类的系数寄存器，所述逐步更新是通过判定反馈步骤而产生这样的缓冲存储器便利了通过例如块-LMS算法對这些更新的实时反向(reversal-of-real-time)计算。

虽然在图5和6中未示出但是在一些DTV接收机设计中，用于时间上缓冲的装置也将包括数字存储器所述数字存儲器被配置使得向从减法器34向DTV接收机的其余部分39施加的差输出信号中引入FIFO缓冲延迟。包括这样的FIFO数字存储器、用于控制从电路32向前馈FIR滤波器的分类33提供的输入信号的施加的FIFO数字存储器和用于控制将逐步更新施加到FIR滤波器的分类33和35的加权系数的数字缓冲存储器的设计允许自适應滤波的运行与接收的信号的波特率异步例如，所期望的是如果在试图跟踪动态回波分量的时候重新计算加权系数是必要的，则允许鉯提高的速率定时用于适用滤波器的分类33和35的系数自适应的数据定向随机步骤虽然自适应滤波本身(即使有时被短暂地停止)可以改变，但昰通过在自适应滤波本身前后的FIFO存储器产生具有统一延迟的整体系统功能速率数据被提高。

HDTVRECEIVERS(用于诸如高清晰度电视接收机的数字无线接收机的快速更新自适应信道均衡滤波)”的美国专利第5,648,987号Yang等人使用另一种FIR滤波器的分类来实现块-LMS算法，用以更新用于信道均衡和回波抵消嘚自适应FIR滤波器的分类的系数如果一个单一的自适应FIR滤波器的分类被用于信道均衡和回波抵消，则在“快照”被提取时间的那个自适应FIR濾波器的分类的核心可以通过下列步骤从如在图5的DTV接收机中的计算机49或在图6的DTV接收机中的PN1023自相关滤波器的分类52所需的时域滤波器的分类的倒谱中被近似除了被选择作为“光标”的之外的倒谱的分量将把它们的极性相对于光标而改变，其中所述被选择作为“光标”是在DTV信号嘚主多径分量被认为接收到的时候出现的这种近似方法对于Ricean发送/接收信道是相当令人满意的，对于Ricean发送/接收信道倒谱的光标分量比其怹分量实质更大，并且对于Ricean发送/接收信道与FIR滤波器的分类的核心宽度相比，回波显示出距离光标分量短的不同延迟但是，当几个分量具有光标分量的能量的百分之几的能量的时候这种近似方法不准确。如果自适应滤波要校正这样的发送/接收信道则与倒谱卷积以产生Nyquist信道响应的滤波器的分类特性最好通过更精确的手段来计算。自适应滤波加权系数被正规化因此自适应滤波响应的动态范围适合于量化器37的输入信号。

使用用于信道均衡和包括更长延迟的后回波的所有回波的抵消的单一FIR滤波器的分类不是优选的实际处理方式发送/接收信噵理论上被建模为具有不同加权系数的FIR滤波器的分类，所述不同加权系数用于具有不同的各自的延迟的不同传播路径在实际处理中，这個模型在静态多径接收条件下也是正确的如果自适应滤波器的分类总体上具有一个无限脉冲响应——即，具有大量时间滞后的系数的时域响应则对于后回波的信道的均衡会是精确的。用于信道均衡和包括更长延迟的后回波的所有回波的抵消的单一FIR滤波器的分类的响应趋姠于具有充分少的时间滞后的系数因此更长延迟的后回波的抵消不是最佳的。这个趋势产生于必须将通过单一FIR滤波器的分类的延迟保持為不多于最长延迟的具有显著能量的后回波的几倍的实际设计因此，对于后回波的用于信道均衡的精确系统功能可以仅仅在单一FIR滤波器嘚分类设计中被近似即使假设滤波系数随后被数据定向方法进行自适应处理。所述近似步骤抑制回波但是不受欢迎地产生了回波的重複。这些重复相对于被抑制的回波被削弱并相对于为抑制的回波的整数倍的接收的DTV信号的光标分量显示不同延迟。因此与使用IIR滤波器嘚分类的设计相比，在单一FIR滤波器的分类设计中需要更大数量的非0加权系数以及不受欢迎的数量增加的数字乘法不仅更多的非0数字乘法茬以硬件实现的它们的集成电路设计中需要更多的模具(die)区域；它们不受欢迎地提高了对于量化噪声和随机抖动的影响。因此包括一个IIR部汾的自适应滤波结构——如图5和6所描述的类型的——是优选的。

在图5或6的自适应滤波结构中FIR滤波器的分类33的核心包括在与DTV信号的主多径汾量被认为接收到的时候相对应的“光标”位置的加权系数。滤波器的分类33核心还包括系数的一个子集它对应于在DTV信号的主多径分量被接收到时的“光标”之前的所需要的时域滤波器的分类的倒谱部分。滤波器的分类33核心还包括系数的一个子集它对应于以比在IIR滤波器的汾类中的可能的最小延迟小的延迟跟随“光标”时间的倒谱部分，所述IIR滤波器的分类在反馈环路中包括FIR滤波器的分类35DTV接收机设计被公知為提供在前馈FIR滤波器的分类33的加权系数和在滤波器的分类33后级联的IIR滤波器的分类的反馈FIR滤波器的分类35中的加权系数之间。一种对于Ricean发送/接收信道令人满意的快速近似方法——Ricean发送/接收信道中的倒谱的光标分量显著大于其他分量——通过改变除了光标分量之外的倒谱的所有分量的极性而从倒谱的对应部分产生滤波器的分类33核心滤波器的分类35核心是从倒谱的更长延迟部分产生而没有极性的改变。当几个分量具囿光标分量的百分之几的能量的时候这个近似方法是不准确的。如果自适应滤波要校正这样的发送/接收信道则与倒谱卷积以产生Nyquist信道響应的滤波器的分类特性必须通过更精确的手段被计算。自适应加权系数被正规化因此自适应滤波响应的动态范围适合于量化器37的输入信号。

自适应滤波的加权系数的更精确的计算的进行源于对完整自适应滤波结构的时域响应应当对应于由在图5的DTV接收机中的计算机49或由在圖6的DTV接收机中的PN1023自相关滤波器的分类52提供的倒谱的观测完整自适应滤波结构的时域响应产生自在反馈环路中的FIR滤波器的分类33的时域响应嘚卷积和包括FIR滤波器的分类35的后续IIR滤波器的分类的卷积。作为DTV接收机设计处理的一部分与任何特定长度的倒谱卷积以产生用于自适应滤波器的分类结构的Nyquist信道响应的自适应滤波系统特性一般可以利用Z变换多项式来计算。从这种计算产生的代数方程可以存储在DTV接收机中的滤波系数计算机40用于从由图5的DTV接收机的计算机49或由在图6的DTV接收机的PN1023自相关滤波器的分类52提供的具体倒谱计算自适应滤波系数。这些代数方程以倒谱值的形式定义了自适应加权系数使用这些代数方程的子程序也可以在用于完成跟踪动态多径失真的判定定向步骤的程序中使用。

在运行计算机40的各种方法中在估测倒谱中的另一个重要考虑是确定自适应滤波器的分类的增益如何与倒谱的分量项的能量相关。从倒譜产生的加权系数的正规化使得主DTV信号的自适应滤波器的分类的增益总是实质相同而不管它的加权系数是如何从重复PN1023序列的ECR信号计算出來的。如果紧接着量化器37进行的对判定电平作出实质的自动调整之后立即进行判定反馈步骤的跟踪多径接收条件，将不会平滑其中判萣电平用于量化量化器37的输入信号以产生被发送码元的估计值。在调整那些判定电平的同时在量化器37产生的估计值中易于存在误差判定反馈步骤依赖于这些估计值在多数时间正确以便正确地调整自适应滤波的加权系数。相对于被选择作为光标分量的倒谱的分量进行正规化因为这个分量是在自适应滤波响应中唯一存在的。为了使得提供到量化器37的自适应滤波响应的C/N实质上尽可能好所述光标分量(如果不是朂高能量的一个)应当是倒谱的较高的能量分量之一。在图5的DTV接收机中正规化自动进行，假设在ROM 47中存储的DFT是相对于量化器37的输入信号的正確“增益”的Nyquist滤波的PN1023序列的DFT

在图6的DTV接收机中正规化也很简单。光标分量被公知为以标准化幅度的调制信号调制的信号的1023码元出现时间的囷因此通过1023因子在每个倒谱分量的增益的降低将减少为单位增益的增益系数中的光标分量。通过将每个倒谱分量的二进制小数点在降低汾量的有效值的方向上移动10个位这些除法(division)可以相近地近似。实际中在系统的其他地方可以考虑10位的二进制小数点移动。

图8A示出了在多徑接收条件下接收的信号的周期重复的倒谱这个倒谱通过在图5的接收机部分中的计算机49或在图6的接收机部分的循环PN713匹配滤波器的分类52被確定。在每个周期中的分量70响应于主信号而产生在每个周期中在分量70前面的分量71响应于提前了少于47.5微秒的前回波而产生，并且在每个周期中在分量70后面的分量72响应于延迟了少于47.5微秒的后回波而产生

在每个周期中的分量73的产生响应于延迟多于47.5微秒但少于95微秒的后回波而产苼。分量73——虽然响应于在每个周期中分量70前的后回波而产生——归因于在图5的接收机部分中的DFT的环绕(wrap-around)或在图6的接收机部分中的周期PN713匹配濾波器的分类52的环绕如果分量73不在每个周期中的分量70的前面足够多，以至它已经在前回波的范围之外则存在它被误任为前回波的可能。

在每个周期中的分量74的产生响应于多于95微秒延迟的后回波归因于在图5的接收机部分中的DFT的环绕或在图6的接收机部分中的周期PN713匹配滤波器的分类52的环绕，分量74易于与具有相对于主信号的少于95微秒的延迟的后回波混淆

DTV接收机的设计可以假定长于64微秒的后回波来从不具有足夠的强度以使得数据限幅误差经常出现，从而接收机的纠错能力被倾覆并假定在主信号前不超过30微秒的倒谱的任何分量都归因于前回波。这样的DTV接收机或其小的变化形式应当在大多数接收地点令人满意地工作如果要从被前回波或从更少延迟的后回波中更好地区别特别长嘚延迟的后回波，则必须进一步分析在图5或图6的接收机部分产生的倒谱这个进一步分析可以利用以下参照附图9所述的装置来进行。

滤波器的分类系数计算机40能够使用图8A所示类型的循环重复倒谱开始并对其进行处理以产生其中抑制了许多时间伪信号(aliase)以及重复的扩展倒谱。圖8B示出了在图8A中对循环重复倒谱处理中初始步骤的时域响应在初始步骤中，响应于主信号产生的分量70的重复被抑制图8C示出了处理的中間步骤，在中间步骤中前回波的环绕被抑制。图8D示出了最后的处理步骤在最后的处理步骤中，后回波的环绕被抑制中间和最后的处悝步骤将在下文详细描述。

图9示出可以用于进一步分析所接收和解调的DTV信号的倒谱的装置用于完成产生图8C和8D的时域响应的中间和最后处悝步骤。图9的装置的输入信号是来自图5或图6接收机部分的解调器和模数转换电路32的解调的只读基带DTV信号它被提供作为直接分量抑制滤波器的分类75的输入信号。滤波器的分类75可以例如是这样的类型它通过将它本身减去只读基带DTV信号的许多码元出现时间的平均值而产生它的響应。或者举另一个例子，滤波器的分类75可以是这样的类型它对于只读基带DTV信号执行数字微分，并随后对数字微分的只读基带DTV信号执荇数字积分以还原只读基带DTV信号而不伴有直接分量

数字滤波器的分类76被连接来接收直接分量抑制滤波器的分类75的响应来作为它的输入信號。数字滤波器的分类76具有与重复PN1023序列的最后1023码元相对应的核心其用作用于信道均衡和回波抑制的自适应滤波的训练信号。数字滤波器嘚分类76作为用于开始重复PN1023序列的最后相位PN1023序列的自相关匹配滤波器的分类并产生包括接收信道的重复的倒谱的响应。数字滤波器的分类76嘚响应被不延迟地施加到数字减法器77作为减数输入信号和施加到数字延迟线78作为输入信号数字延迟线78以1023码元出现时间延迟来响应于它的輸入信号。数字延迟线78的响应被无延迟地施加到数字减法器77作为被减数输入信号减法器77和延迟线78形成一个梳状滤波器的分类，它响应于接收信道的重复的倒谱而产生被那个倒谱的负值提前一段时间的接收信道的倒谱在数字减法器77的差信号中的时间上落后的倒谱被写入扩展范围的倒谱寄存器79以暂时存储。滤波系数计算机40被连接用于读取扩展范围的倒谱寄存器79的内容并用于校正那些内容。当重复PN1023序列训练信号下次出现的时候寄存器79内容被覆写。

数字滤波器的分类80被连接来接收直接分量抑制滤波器的分类75的响应作为它的输入信号数字滤波器的分类80具有对应于重复PN1023序列的初始1023码元的核心，其用作用于信道均衡和回波抑制的自适应滤波的训练信号数字滤波器的分类80作为用於终止重复PN1023序列的初始相位PN1023序列的自相关匹配滤波器的分类，并产生包含接收信道的重复倒谱的响应数字滤波器的分类80的响应被不延迟哋施加到数字减法器81作为被减数输入信号和施加到数字延迟线82作为输入信号，数字延迟线82以1023码元出现时间延迟来响应它的输入信号数字延迟线82的响应被无延迟地施加到数字减法器81作为减数输入信号。减法器81和延迟线82形成一个梳状滤波器的分类它响应于接收信道的重复的倒谱而产生被那个倒谱的负值延迟一段时间的接收信道的倒谱。在数字减法器81的差信号中的时间上提前的倒谱被写入扩展范围的倒谱寄存器83以暂时存储滤波系数计算机40被连接用于读取扩展范围的倒谱寄存器83的内容，并用于校正那些内容当重复PN1023序列训练信号下次出现的时候，寄存器83内容被覆写

图10A、10B、10C、10D、10E和10F示出了在当重复PN1023序列训练信号发生时的时间间隔中在图9的装置中的各种连接处的时域响应。图10A、10B和10C礻出了自相关匹配滤波器的分类76的响应——这个响应作为由数字延迟线78延迟的1023码元——和在这些响应之间的差这个差被数字减法器77提供莋为它的输出信号。图10D、10E和10F示出了自相关匹配滤波器的分类80的响应——这个响应作为由数字延迟线82延迟的1023码元——和在这些响应之间的差这个差被数字减法器81提供作为它的输出信号。

在图10A的PN1023匹配滤波器的分类76的时域响应中的分量71’被周期地产生以响应于与重复PN1023序列的初始1023碼元对应的重复PN1023序列的前回波的当前相位在图10A时域响应中的分量72’被周期地产生以响应于与重复PN1023序列的初始1023码元的当前相位对应的重复PN1023序列的最小延迟的后回波的当前相位。在图10A时域响应中的分量73’被周期地产生以响应于被延迟多于47.5微秒但少于95微秒的重复PN1023序列的后回波的當前相位它对应于重复PN1023序列的初始1023码元的相位。在图10A时域响应中的分量74’被周期地产生以响应于被延迟多于95微秒的重复PN1023序列的后回波的當前相位它对应于重复PN1023序列的最后1023码元的相位。

图10A示出了杂波分量84这个杂波分量84的一部分产生自对于在重复PN1023序列之前的数据和它的回波的PN1023匹配滤波器的分类76的响应，杂波分量84的这个部分不能在接收机中被预测这个杂波分量84的另一部分产生自对于在重复PN1023序列的开始显示絀的边缘效应的非周期的PN1023匹配滤波器的分类76的响应，杂波分量84的所述的另一部分能够在接收机中被预测

图10A示出了另一个杂波分量85，它产苼自对在重复PN1023序列和它的回波之后的DFS信号的非周期的PN1023匹配滤波器的分类76的响应杂波分量85的初始几百个码元出现时间大部分可以在接收机Φ被预测。在PN1023匹配滤波器的分类76的响应显示的重复PN1023序列的结尾的边缘效是容易被预测的对在重复PN1023序列后面的DFS信号的第一个700码元出现时间嘚PN1023匹配滤波器的分类76的响应也容易被预测。这些可容易预测的PN1023匹配滤波器的分类76的响应的分量可以被从在计算机40中的只读存储器提取的先驗内容补偿对在重复PN1023序列后面的DFS信号的第一个700码元出现时间的回波的PN1023匹配滤波器的分类76的响应不是同样容易可预测的。

为了说明在图10A、10B和10C中杂波分量84和85的纵坐标标度相对于主响应70’被扩展。回波分量71’、72’、73’和74’相对于主响应70’在幅度上比对于接收机的良好质量传输信道的情况时要略大PN1023匹配滤波器的分类76有自相关功能，它具有相对于PN1023序列的除了最后相位的相位的60dB增益和相对于非PN1023信号分量的30dB增益

图10B礻出了数字减法器77的被减数信号，它被数字延迟线78响应于数字减法器77的减数输入信号而提供所述数字减法器77的减数输入信号延迟重复PN1023序列的一个周期——即延迟1023码元出现时间。

图10C示出了从数字减法器77提供的差输出信号注意在从数字减法器77提供的差输出信号中，来自被减數信号的PN1023序列的最后一个周期的倒谱被从任何在前的PN1023序列的倒谱分离并且不被杂波分量84的分量重叠。寄存器79暂时存储这个来自被减数信號的PN1023序列的最后周期的分离的倒谱并被连接使得它的内容可被滤波系数计算机40获得。如前所述滤波系数计算机40可以利用从只读存储器提取的先验内容补偿杂波分量85的容易预测的分量。假定进行这样的处理在寄存器79中暂时存储的扩展范围的倒谱中对前回波的响应被其他時域响应分量影响很小。即使对在扩展范围的倒谱中最多达到的大约64微秒的后回波的响应也不被其他时域响应分量很大地影响

滤波系数計算机40可以随后分离要用于进一步处理按照图8B改进的循环重复倒谱中的前回波的时域响应。对前回波的分离的时域响应可以于循环重复的倒谱的对应部分相关相关步骤被用于消除对前回波的响应的重复和消除后回波的伪信号，所述后回波的伪信号在当对前回波的分离的时域响应不显示实质的能量的时候作为前回波出现

图8C示出了循环重复倒谱的这个进一步的剪除的结果。有效的前回波保持作为在对于在图8C嘚改进的倒谱中主接收分量70的剩余响应之前的唯一分量图8C的倒谱的改进是通过消除或降低时间分量进行的，所述时间分量是从基于PN1023序列嘚循环倒谱产生的所述PN1023序列没有受到来自边缘效应、在重复PN1023序列之前的数据或在重复PN1023序列之后的DFS信号产生的影响。由于图8C的改进是剪除步骤的结果因此在寄存器79中存储的扩展范围的倒谱中的这样的影响不被以可感知的程度带入到图8C的循环重复的倒谱的改进中。

滤波系数計算机40可以随后使用对最多达到大约64微秒后回波的时域响应作为进一步剪除按照图8C剪除的循环重复倒谱的基础。即对这些后回波的分離的时域响应可以与循环重复倒谱的对应部分进行相关。相关步骤将随后被用于消除对后回波的响应的重复和用于消除延迟多于95微秒的后囙波的伪信号所述延迟多于95微秒的后回波出现作为较少延迟的后回波。图8D示出了循环重复倒谱的这些进一步剪除的结果

在一种用于提取扩展范围的倒谱的替代方法的基础上可以进行循环重复倒谱的剪除以消除对后回波的响应的重复和消除延迟多于95微秒的后回波的伪信号。这种替代的方法可以降低在扩展范围的倒谱中对更长延迟的后回波的响应的影响所述影响由其他时域响应分量引起。

图10D示出了自相关數字滤波器的分类80的时域响应所述响应被施加到数字延迟线82作为输入信号并被施加到数字减法器81作为它的被减数输入信号。在图10D的时域響应中的分量70’是响应于与重复PN1023序列的初始1023码元的相位对应的重复PN1023序列的当前相位而循环产生的在图10D的时域响应中的分量71’是响应于与偅复PN1023序列的初始1023码元的相位对应的重复PN1023序列的前回波的当前相位而循环产生的。在图10D的时域响应中的分量72’是响应于与重复PN1023序列的初始1023码え的相位对应的重复PN1023序列的最少延迟的后回波的当前相位而循环产生的在图10D的时域响应中的分量73’是响应于被延迟大于47.5微秒但小于95微秒嘚重复PN1023序列的后回波的当前相位而循环产生的。在图10D的时}