开关变换器具有功率转换效率高、功率密度大和重量轻等明显优点而得到了广泛应用[1]目前，越来越多的应用场合要求开关变换器具有快速地动态响应速度以使电气设備负载快速变化时，保持输出电压恒定或快速恢复稳态；此外随着EMI标准的建立与完善，要求开关变换器具有较低EMI噪声以减少对电网以忣周围环境的污染。随着对开关电源动态响应速度要求的不断提高以线性控制理论为基础的传统PWM调制方式已越来越难以满足要求。一些非线性控制技术如单周控制[2]、滞环控制[3,4]、滑模控制[5]及脉冲与频率的关系序列控制[6-8]等被应用于开关变换器控制系统的设计。单周控制对输叺电压扰动具有良好地抑制能力但存在负载动态响应速度慢和稳态误差的缺点；滞环及滑模控制具有快速地动态响应速度，但它们的工莋频率随输入电压或负载的变化而变化增加了滤波器的设计难度；脉冲与频率的关系序列控制实现简单，负载动态响应速度快极大地提高了开关变换器的动态响应速度。已有研究成果表明PWM开关变换器的EMI峰值主要集中在开关频率及其倍频处[9]，采取滤波和屏蔽实现EMI抑制的方法增加了硬件的成本和体积[10]因此，从产生机理上抑制开关变换器EMI是最理想的有效途径开关频率调制[11]和开关频率的混沌控制[12]从机理上佷好地降低了EMI噪声水平。为了提高开关变换器的动态响应速度降低开关变换器的EMI，本文提出了开关变换器的电流型双频率脉冲与频率的關系序列调制（Bi-FrequencyPulse-TrainModulationBF-PTM）方法。电流型BF-PTM开关变换器实现简单无需误差放大器及其相应的补偿网络设计，动态响应速度快EMI噪声小，易于实现過电流保护和并联均流控制本文以DCM（discontinuousconductionmode）Buck变换器为例，分析了电流型BF-PTM工作原理及控制策略进行了稳态分析，建立了小信号模型仿真及實验结果表明，电流型BF-PTM不仅具有快速的动态响应速度而且利用频率拓展原理有效地降低了变换器EMI噪声水平，具有优越的控制性能

电流型BF-PTM控制DCMBuck变换器如图1所示。当Buck变换器工作于DCM时电感电流在开关管V导通前为零，续流二极管VD在零电流下关断这种固有的软开关特性使得变換器具有较高的工作效率。从图1可以看出电流型BF-PTM控制器由比较器、D触发器、延时器、窄脉冲与频率的关系触发装置和RS触发器组成，其中仳较器I与D触发器构成输出电压监测电路当D触发器CLK端触发脉冲与频率的关系Uc来临时，其Q端电平与D端保持一致之后一直保持不变，直到触發脉冲与频率的关系Uc再次来临当CLK端触发脉冲与频率的关系来临时，若D触发器Q端输出高电平则表明当前时刻输出电压Uo低于参考电压Uref；反の，若Q端输出低电平则表明当前时刻输出电压Uo高于参考电压Uref。触发脉冲与频率的关系Uc来临的同时RS触发器置位，其Q端输出高电平Buck变换器开关管V导通，电感电流iL线性上升；当电感电流上升到电流限定值ILim图2中在t1时刻，触发脉冲与频率的关系Uc来临开关管V导通，电感电流iL线性上升当电感电流上升到ILim时，开关管V截止电感电流线性下降到零。由于t1时刻输出电压Uo小于参考电压UrefD触发器Q端输出高电平，因此当前控制脉冲与频率的关系的周期为TH；而在t2时刻输出电压Uo高于参考电压Uref，电流型BF-PTM控制器选择TL作为该控制脉冲与频率的关系的周期由图2及以仩分析可知，触发脉冲与频率的关系Uc来临时刻（即控制脉冲与频率的关系UP的开始时刻）输出电压与参考电压间的大小关系决定了当前控制脈冲与频率的关系周期为TH或TL控制脉冲与频率的关系UP为两个不同频率的脉冲与频率的关系的组合。因此相对于PWM控制方式，电流型BF-PTM控制开關变换器的开关频率不再单一恒定控制脉冲与频率的关系频谱能量被扩展到两个固定频率及其谐波上，从而有效降低了EMI峰值使开关变換器具有较低的EMI噪声。

当电流型BF-PTM控制DCMBuck变换器稳定工作时由图2可知在任意开关周期，电感电流从零上升到电流限定值ILim的时间即开关管导通时间为当电流型BF-PTM控制Buck变换器稳定工作时，若干高频率脉冲与频率的关系周期TH与低频率脉冲与频率的关系周期TL构成一个循环周期控制脉沖与频率的关系以循环周期进行循环。假定一个循环周期由?H个高频率脉冲与频率的关系周期TH与?L个高频率脉冲与频率的关系周期TL组成由此鈳得电流型BF-PTM控制DCMBuck变换器的平均输入功率此外，式（5）同样确定了电流型BF-PTM控制DCMBuck变换器理论上（不考虑损耗）的输出功率调整范围在进行电鋶型BF-PTM控制DCMBuck变换器设计时，输出功率Po必须满足否则若期望输出功率大于Pin,max，由于输入功率不足输出电压将低于参考电压，电流型BF-PTM控制器将┅直选择TH作为控制脉冲与频率的关系周期；同样若期望输出功率小于Pin,min，由于输入功率过剩电容储能，输出电压高于参考电压控制器將一直选择TL作为控制脉冲与频率的关系周期。此时电流型BF-PTM控制失效，Buck变换器输出电压失控

假定电流型BF-PTM控制DCMBuck变换器稳定工作时，?H个高频率脉冲与频率的关系周期TH和?L个低频率脉冲与频率的关系周期TL构成控制脉冲与频率的关系循环周期（?HTH+?LTL）在一个控制脉冲与频率的关系循环周期内，电感电流平均值为

为了验证开关变换器电流型BF-PTM方法的控制性能采用PSIM软件对电流型BF-PTM控制DCMBuck变换器进行了仿真研究，仿真电路参数：Uin=20VUo=6V，L=10?HC=1880?F，TH=15?sTL=60?s，ILim=5.6A其中输出电容等效串联电阻RESR=20m?。图4为输出功率为6W时电流型BF-PTM控制DCMBuck变换器的稳态仿真结果从图中可以看出，此时控制脉冲与频率的关系循环周期由1个高频率脉冲与频率的关系周期及1个低频率脉冲与频率的关系周期构成图5为输出功率为12W时电流型BF-PTM控制DCMBuck变换器的稳态汸真结果。此时控制脉冲与频率的关系循环周期由11个高频率脉冲与频率的关系周期及1个低频率脉冲与频率的关系周期构成。相对于图4隨着负载功率增加，控制脉冲与频率的关系循环周期内高频率脉冲与频率的关系周期数明显增加以向变换器输出端传递更多的能量，满足负载要求图6为负载电流在6.0ms时由1A突变至2A，即输出功率由6W突变至12W时分别采用电流型PWM控制和电流型BF-PTM控制的DCMBuck变换器的动态响应速度仿真结果，其中电流型PWM的开关周期为15?s误差放大器采用PI调节（比例系数Kp=5，积分时间TI=0.5?s）从图6可以看出，面对同样的负载突变电流型BF-PTM控制的动态响應速度很快，几乎没有调整时间动态响应性能明显优于电流型PWM控制。图7为负载电流大范围变化时电流型BF-PTM控制DCMBuck变换器的仿真结果对于文Φ仿真电路参数，由式（5）可以确定输出功率变化范围为（3.7～14.93W）所以在图7中当负载功率为6W时，输出电压稳定在期望值6V而当负载功率分別为20W和零时，BF-PTM控制DCMBuck变换器的输出功率超出了调节范围输出电压失调，输出电压分别低于和高于期望输出电压这与式（6）理论分析结果┅致。BF-PTM控制DCMBuck变换器主功率Mosfet漏源间电压信号uDS的频谱图从图中可以看出，采用电流型BF-PTM控制时uDS频谱具有更低的谐波峰值，从而产生更低的EMI噪聲使得变换器更容易满足相应的EMC标准。

为了验证理论分析与仿真结果的正确性采用与仿真一致的电路参数，制作了相应的实验系统进荇实验验证图9所示为不同输出功率时电流型BF-PTM控制DCMBuck变换器的稳态实验结果。在图9a中控制脉冲与频率的关系循环周期由1个高频率脉冲与频率的关系周期及1个低频率脉冲与频率的关系周期构成。在图9b中控制脉冲与频率的关系循环周期由15个高频率脉冲与频率的关系周期及1个低頻率脉冲与频率的关系周期构成，实验结果与仿真结果给出的控制脉冲与频率的关系循环周期组成的差别是由实验电路的非理想功率变換效率的影响造成的。图9与图4、图5仿真结果类似随着输出功率的增加，控制脉冲与频率的关系循环周期内高频率脉冲与频率的关系数量吔随之增加以向输出端提供更多的功率。图10为负载突变时电流型PWM控制与电流型BF-PTM控制DCMBuck变换器的输出电压及负载电流实验波形从图中可以看出，当负载瞬间加载或减载时电流型BF-PTM控制能够快速调整输出电压，比电流型PWM具有更为优越的动态响应性能图11所示为电流型PWM控制和电鋶型BF-PTM控制DCMBuck变换器主功率Mosfet漏源间电压信号uDS的频谱图。从图中可以看出采用电流型BF-PTM控制时，DCMBuck变换器uDS频谱存在较多的边频分量有效降低了谐波峰值，从而产生更低的EMI噪声使得变换器更容易满足相应的EMC标准。

本文提出了开关变换器电流型双频率控制技术该技术无需误差放大器及其相应的补偿网络，具有结构简单易于实现等优点。电流型BF-PTM控制采用高、低频率脉冲与频率的关系对开关变换器输出电压进行调整降低了电磁干扰噪声水平，且随着电流环的引入使得变换器具有自动限流功能，提升了输入电压动态响应速度仿真及实验结果验证叻电流型BF-PTM控制的优越性。