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文档介绍：
第二讲机电系统建模方法
机电系统的建模问题---等效电路法控制系统:方框图,传递函数,控制/运算/转换环节
机电系统的建模问题
弹簧-质量-阻尼系统
机电系统的建模问题
弹簧-质量-阻尼系统-框图
机电系统的建模问题
建模:动态过程分析、仿真依据 (普遍方法)常见机电系统:刚体移动,刚体转动,流体运动,电气运动,电磁运动,热运动(微分方程类似)电路分析方法:成熟。 电阻,电容,电感,电压,电流
等效电路法
统一模型:等效量概念(不同的能量域)
功率变量:相乘即得该能量域功率的变量 (易测量:力,速度)哈密尔顿变量:能量变量,一致变量 (对时间微分即得功率变量)
等效电路法
标准的功率变量:刚体运动:力F,速度V刚体转动:力矩,角速度电路:电势e,电流i磁场:磁势M,磁流变化率* 不太象流体:压力P,流速Q热运动:温度T,熵变化率* 不能直接测量,但是与功率相关,更重要
等效电路法
历史上的三种较经典的等效方法:1. Firestone 又称迁移率模拟(mobility analogy) 1933V、Ω、Q 和e 模拟等效F、τ、p 和i 等效(当时未包含热、磁)电阻抗(电压电流之比)等效机械或流体中的易变性为而不是机械阻抗
等效电路法
2. 通过型和跨接型模拟( Through and Across Analogy)Trent,1955 V、Ω、 p 和e 模拟等效(跨接型等效量) F、τ、 Q 和i 等效(通过型等效量)
电、流体的阻抗和机械中的易变性等效
等效电路法
3. Maxwell等效分析(又称阻抗等效impedance analogy )Maxwell 1865(追溯)(1952,重印) V、 Q 、Ω和 i:流变量(flow)反映对象运动F、τ、 p 和 e: 势变量(effort) 电阻抗、流体阻抗和机械阻抗是等效量
等效电路法
本课程:扩展的Maxwell等效 (扩展阻抗模拟)包括:热、磁磁势、温度→势变量磁流变化率,熵变化率→流变量 V、 Q 、Ω、 I、、:流变量 F、τ、 p 、 e、 M 、 T :势变量1
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CMOS 模拟集成电路 设计与仿真罗广孝 编华北电力大学 二○○七年九月前言随着信息技术及其产业的迅速发展，当今社会进入到了一个崭新的信息化时代，微电 子技术正是信息技术的核心技术。自从 TI 公司的科学家基尔比(Clair Kilby) 在 1958 年 发明了第一块集
成电路以来，集成电路技术已经逐渐成为整个信息社会必不可少的支柱。 1956 年北京大学、南京大学、复旦大学、吉林大学、厦门大学等五校在北大联合创建 半导体专业，为我国培养第一批半导体人才，经过几代人的默默耕耘、韬光养晦，终于在 自主创新之路上有所成就。目前，国内整个集成电路产业链逐渐完善，但是设计能力仍然 相对滞后，希望本讲义的编写能为我校集成电路设计方向学科的建设、集成电路设计人才 的培养尽绵薄之力。内容概要本书所涉及的实践内容，旨在培养学生对相关课程中所学到的有关知识和技能的综合 运用能力以及集成电路设计软件工具的使用， 掌握微电子技术人员所需的基本理论和技能， 为学生进一步学习后续有关专业课程和日后从事集成电路设计工作打下基础。 基本微电子电路设计与仿真部分：首先简单介绍了电路仿真工具 HSPICE 的使用，通 过典型的微电子电路的分析和设计，并用 HSPICE 软件完成了电路的仿真，目的是让学生 掌握集成电路性能与电路结构和器件尺寸之间的关系，能够正确分析和设计电路，并学会 电路仿真软件（Hspice）的基本使用。 电路的频率响应和稳定性部分：介绍了电路频率响应的零极点分析方法，并对基本的 子电路完成了频率响应分析，最后深入细致的讨论了反馈放大器的频率响应和稳定性。 运算放大器设计部分：首先对运算放大器基本参数进行了分析阐述，并对基本的两级 运算放大器和折叠共源共栅运算放大器的分析和设计方法进行了讨论，并用简单的模型参 数完成了给定指标电路的手动计算设计，并用 HSPICE 进行了仿真验证。最后，针对具体 的工程应用，讲述了一个带缓冲级的运算放大器的设计方法。 版图部分：掌握集成电路版图设计规则的含义以及消除或减小寄生效应的措施，能够 正确设计集成电路版图，学会版图录入和版图设计规则检查（DRC）软件的使用；学会电 路与版图一致性检查（LVS） 、版图参数提取（LPE）及版图后仿真软件的使用。适用范围本书涉及各种 CMOS 集成电路的分析和设计，并用高精度的电路仿真工具 HSPICE 完成 了仿真，具有较强的工程参考价值。本书可作为《集成电路设计基础》、《CMOS 模拟集成 电路设计》、《微电子电路与仿真》课程的参考书和培训实验手册。致谢作者要首先感谢电气与电子工程学院领导，给了我到东南大学射频与光电集成电路研 究所访问学习的机会，感受了射光所文化的熏陶，让我始终执着于集成电路设计的殿堂。 同时感谢电子系和电子学教研室领导的呵护，当然还要感谢我深爱的妻子，是她无私的爱 激励了我对工作的追求！ 谨以此书献给所有关心我的人和我的所有学生， 祝你们健康快乐！ 罗广孝 2007 年 8 月于河北保定主要参考书：1．集成电路设计[M]，王志功 朱恩 陈莹梅 编著，电子工业出版社，2006.11。 2．集成电路设计技术与工具[M]，王志功 景为平 孙玲 编著，东南大学出版社，2007.7。 3．CMOS 模拟电路设计（第二版）[M]，[美] Phillip E. Allen, Douglas R. Holberg 著，冯军 李智群译，王志功审校，电子工业出版社，2005。其它参考书：4．模拟集成电路设计[M]，[加]David A.Johns Ken Martin 著，曾朝阳等译.机械工 业出版社，2005。 5．CMOS 电路设计、布局与仿真[M]，[美]R.Jacob Baker Harry W.Li David E.Boyce 著，陈中建主译.机械工业出版社，2006。 6．模拟 CMOS 集成电路设计[M]，[美]毕查德.拉扎维 著，陈贵灿 程军 张瑞智 等译， 西安交通大学出版社，2003。 7．模拟集成电路的分析与设计[M]，[美]Paul R. Gray， Paul J. Hurst，Stephen H. Lewis，Robert G. Meyer 著，张晓林等译，高等教育出版社，2005。 8．模拟电路版图的艺术（第二版）（英文版）[M]，[美]Alan Hastings 著，电子工 业出版社，2006.8。 9．半导体器件基础[M]，[美]Robert F. Pierret 著,黄如 等译，韩汝琦审校，电子 工业出版社,2007.8。 10．Zeni User Guide，huada, China。11．Synopsys，HSPICETMSimulation and Analysis User Guide。目录第一部分 基本微电子电路设计与仿真....................................................................................... 1 第 1 章 HSPICE仿真环境简介 ............................................................................................. 1 1.1 HSPICE基础知识 ..................................................................................................... 1 1.2 输入网表文件 .......................................................................................................... 1 1.3 电路元器件及模型描述 .......................................................................................... 2 1.4 电路的分析类型描述语句 ...................................................................................... 4 1.5 输出格式描述语句 .................................................................................................. 5 1.6 控制语句和option语句............................................................................................ 6 1.7 仿真控制和收敛 ...................................................................................................... 7 1.8 输入语句 .................................................................................................................. 8 1.9 统计分析仿真 .......................................................................................................... 8 1.10 HSPICE仿真示例 ................................................................................................... 9 1.11 SPICE做电路仿真时容易出现的错误 ................................................................ 13 第 2 章 CMOS工艺SPICE模型测试................................................................................... 15 1.1 SPICE模型简介 ...................................................................................................... 15 2.2 CMOS工艺MOS管模型参数 ................................................................................. 21 2.3 用HSPICE仿真MOS输出特性 ............................................................................. 22 2.4 练习 ........................................................................................................................ 23 第 3 章 恒流源电路分析与设计......................................................................................... 25 3.1 恒流源电路 ............................................................................................................ 25 3.2 高输出阻抗的恒流源电路 .................................................................................... 26 3.3 HSPICE仿真分析基本恒流源电路 ....................................................................... 28 3.4 HSPICE仿真分析高输出阻抗恒流源电路（MOS管参数同上） ...................... 29 3.5 基本恒流源电路的敏感度分析............................................................................ 29 3.6 基本恒流源电路的温度特性 ................................................................................ 29 3.7 其它类型的电流源/沉........................................................................................... 30 第 4 章 共源放大电路分析与设计..................................................................................... 31 4.1 有源负载共源放大器 ............................................................................................ 31 4.2 电流源负载共源放大器 ........................................................................................ 32 4.3 推挽共源放大器 .................................................................................................... 33 4.4 HSPICE仿真分析电流源负载共源放大电路 ....................................................... 34 第 5 章 共源共栅放大电路分析与设计............................................................................. 375.1 共源共栅放大器原理及分析 ................................................................................ 37 5.2 共源共栅放大器的设计流程 ................................................................................ 39 5.3 设计实例及HSPICE仿真分析 .............................................................................. 40 第 6 章 源级跟随电路分析与设计..................................................................................... 43 6.1 源极跟随缓冲级 .................................................................................................... 43 6.2 小信号分析 ............................................................................................................ 45 6.3 HSPICE仿真实例 ................................................................................................... 47 第 7 章 电流镜负载差分放大电路分析与设计................................................................. 49 7.1 基本结构及分析 .................................................................................................... 49 7.2 电流镜负载的CMOS差分放大器设计 ................................................................ 51 7.3 设计实例和HSPICE仿真 ...................................................................................... 54 第二部分 电路的频率响应和稳定性....................................................................................... 57 第 8 章 电路零极点分析方法............................................................................................. 57 8.1 单极点传输函数——RC低通电路....................................................................... 57 8.2 单极点单零点系统——CR高通电路 .................................................................. 58 8.3 两阶RC系统........................................................................................................... 59 第 9 章 基本微电子电路频率响应分析............................................................................. 62 9.1 考虑电容的MOS管小信号模型 ........................................................................... 62 9.2 共源放大器 ............................................................................................................ 69 9.3 源极跟随器放大器 ................................................................................................ 73 9.4 共栅放大器 ............................................................................................................ 83 9.5 高输出阻抗镜像电路 ............................................................................................ 83 9.6 共源共栅增益级 .................................................................................................... 83 第 10 章 反馈放大器的频率响应和稳定性....................................................................... 91 10.1 反馈放大器的稳定 ............................................................................................... 91 10.2 两级电流源负载共源放大器及其补偿............................................................ 100 第三部分 运算放大器设计....................................................................................................... 107 第 11 章 CMOS运算放大器简介...................................................................................... 107 11.1 指标参数 ............................................................................................................ 107 11.2 CMOS运算放大器的设计...................................................................................111 第 12 章 基本两级运算放大器分析与设计......................................................................115 12.1 电路的设计目标和结构 .....................................................................................115 12.2 具体的设计过程 .................................................................................................117 12.3 电路的性能仿真 ................................................................................................ 123 第 13 章 共源共栅运算放大器分析与设计..................................................................... 129II13.1 折叠共源共栅运放的电路结构........................................................................ 129 13.2 折叠共源共栅运算放大器的小信号模型........................................................ 130 13.3 折叠共源共栅运算放大器的设计方法............................................................ 131 13.4 折叠共源共栅运算放大器的仿真.................................................................... 135 第 14 章 运算放大器工程设计......................................................................................... 140 14.1 设计指标 ............................................................................................................ 140 14.2 放大器结构的确定 ............................................................................................ 140 14.3 选择工艺参数 .................................................................................................... 141 14.4 各级放大器参数的初步考虑............................................................................ 141 14.5 实例：一个带缓冲级运算放大器.................................................................... 142 第四部分 集成电路版图设计................................................................................................... 146 第 15 章 九天版图设计工具简介..................................................................................... 146 15.1 引言 .................................................................................................................... 146 15.2 版图设计的基本步骤 ........................................................................................ 147 15.3 版图设计的注意事项 ........................................................................................ 147 15.4 九天版图设计工具简介 .................................................................................... 148 15.5 频繁使用的UNIX命令 ...................................................................................... 152 第 16 章 反相器电路原理图设计与仿真......................................................................... 154 16.1 启动实验环境 .................................................................................................... 154 16.2 开始一个新的设计 ............................................................................................ 154 16.3 设计反相器的电路原理图 ................................................................................ 155 16.4 在电路原理图编辑器（Zeni Schematic Editor）中完成仿真........................ 163 第 17 章 反相器版图编辑 ................................................................................................. 171 17.1 运行软件环境 .................................................................................................... 171 17.2 设计反相器版图 ................................................................................................ 171 第 18 章 反相器版图验证与参数提取............................................................................. 195 18.1 Layout DRC版图设计规则检查 ........................................................................ 195 18.2 Layout LVS版图原理图对照 ............................................................................. 201 附录 ............................................................................................................................................. 209III第一部分 基本微电子电路设计与仿真第 1 章 HSPICE 仿真环境简介1.1 HSPICE 基础知识Hspice（现在属于 Synopsys 公司）是 IC 设计中最常使用的工业级电路仿真工具，用 以对电子电路的稳态、瞬态及频域的仿真和分析，可以精确的仿真、分析、优化从直流到 高于 100GHz 频率的微波电路。目前，一般书籍都采用 Level 2 的 MOS Model 进行计算和估 算，与 Foundry 经常提供的 Level 49 和 Mos 9、EKV 等 Library 不同，而以上 Model 要比 Level 2 的 Model 复杂的多， 因此 Designer 除利用 Level 2 的 Model 进行电路的估算以外， 还一定要使用电路仿真软件 Hspice、Spectre 等进行仿真，以便得到精确的结果。 本节将从最基本的设计和使用开始， 逐步带领读者熟悉 Hspice 的使用， 并对仿真结果 加以讨论，配与实例，以便建立 IC 设计的基本概念。在最后还将对 Hspice 的收敛性做深 入细致的讨论。 Hspice 输入网表文件为.sp 文件， 模型和库文件为.inc 和.lib， Hspice 输出文件有运 行状态文件.st0、输出列表文件.lis、瞬态分析文件.tr#、直流分析文件.sw#、交流分析 文件.ac#、测量输出文件.m*#等。其中，所有的分析数据文件均可作为 AvanWaves 的输入 文件用来显示波形。表 1.1 Hspice 所使用的单位 单位缩写 F（f） P（p） N（n） U（u） M（m） K（k） Meg（meg） G（g） T（t） DB（db） 注：Hspice 单位不区分大小写 含义 1e-15 1e-12 1e-09 1e-06 1e-03 1e+03 1e+06 1e+09 1e+12 20log101.2 输入网表文件输入网表（Netlist）文件主要由以下几部分组成：1TITLE .INCLUDE .LIB MACRO 元件描述 信号源描述 分析命令 测量命令 .ALTER .END1.3 电路元器件及模型描述（1）电路元器件 Hspice 要求电路元器件名称必须以规定的字 母开头，其后可以是任意数字或字母。除了名称之 外，还应指定该元器件所接节点编号和元件值。有 源器件包括二极管（D） 、MOS管（M） 、BJT管（Q） 、 JFET和MESFET（J） 、子电路(X)和宏、Behavioral 器件（E，G） 、传输线（T，U，W）等。这里值得注 意的是MOS、 JFET和MESFET的L和W的scale是m， 而不 是um。 ①电阻， 电容， 电感等无源元件描述方式如下： R1 1 2 10k (表示节点 1 与 2 间有电阻R1，阻 值为 10k 欧)C1 1 2 1pf (表示节点 1 与 2 间有电容C1，电容值为 1pf) L1 1 2 1mh (表示节点 1 与 2 间有电感L1，电感值为 1mh) 半导体器件包括二极管、双极性晶体管、结形场效应晶体管、MOS 场效应晶体管等， 这些半导体器件的特性方程通常是非线性的， 故也成为非线性有源元件。 在电路CAD工具进 行电路仿真时，需要用等效的数学模型来描述这些器件。 ②二极管描述语句如下： DXXXX N+ N- MNAME &AREA& &OFF& &IC=VD& D 为元件名称，N+和N-分别为二极管的正负节点，MNAME 是模型名，后面为可选项： AREA 是面积因子，OFF是直流分析所加的初始条件，IC=VD 是瞬态分析的初始条件。 ③双极型晶体管 QXXXX NC NB NE &NS& MNAME &AREA& &OFF& &IC=VBE，VCE& Q 为元件名称，NC NB NE &NS&分别是集电极、基极、发射极和衬底的节点。缺省时， NS 结地。后面可选项与二极管的意义相同。 ④结型场效应晶体管 JXXXX ND NG NS MNAME &AREA& &OFF& &IC=VDS，VGS& J为元件名称，ND NG NS为漏、栅、源的节点，MNAME 是模型名 ，后面为可选项与二 极管的意义相同。 ⑤MOS 场效应晶体管 MXXXX ND NG NS NB MNAME &L=VAL& &W=VAL& M为元件名称，ND，NG，NS，NB 分别是漏、栅、源和衬底节点。MNAME 是模型名，L 沟道长，M为沟道宽。 （2）元器件模型 许多元器件都需用模型语句来定义其参数值。模型语句不同于元器件描述语句，它是 以“.”开头的点语句，由关键字.MODEL模型名称，模型类型和一组参数组成。电阻、电容、2二极管、MOS 管、双极管都可设置模型语句。这里我们仅介绍MOS 管的模型语句，其他的 可参考Hspice帮助手册。 MOS 场效应晶体管是集成电路中常用的器件，在Hspice 有 20 余种模型，模型参数有 40――60 个，大多是工艺参数。例如一种MOS 模型如下： .MODEL NSS NMOS LEVEL=3 RSH=0 TOX=275E-10 LD=.1E-6 XJ=.14E-6 + CJ=1.6E-4 CJSW=1.8E-10 UO=550 VTO=1.022 CGSO=1.3E-10 + CGDO=1.3E-10 NSUB=4E15 NFS=1E10 + VMAX=12E4 PB=.7 MJ=.5 MJSW=.3 THETA=.06 KAPPA=.4 ETA=.14 .MODEL PSS PMOS LEVEL=3 RSH=0 TOX=275E-10 LD=.3E-6 XJ=.42E-6 + CJ=7.7E-4 CJSW=5.4E-10 UO=180 VTO=-1.046 CGSO=4E-10 + CGDO=4E-10 TPG=-1 NSUB=7E15 NFS=1E10 + VMAX=12E4 PB=.7 MJ=.5 MJSW=.3 ETA=.06 THETA=.03 KAPPA=.4 上面：.MODEL为模型定义关键字.NSS 为模型名，NMOS为模型类型，LEVEL=3 表示半经 验短沟道模型，后面RSH=0 等等为工艺参数。 （3）电路的输入激励和源 Hspice中的激励源分为独立源和受控源两种，这里我们仅简单介绍独立源。独立源有 独立电压源和独立电流源两种，分别用V 和I 表示。他们又分为直流源，交流小信号源和 瞬态源，可以组合在一起使用。 ①直流源 VXXXX N+ N- DC VALUE IXXXX N+ N- DC VALUE 例如：VCC 1 0 DC 5v （表示节点 1，0 间加电压 5v） ②交流小信号源 VXXXX N+ N- AC &ACMAG &ACPHASE&& IXXXX N+ N- AC &ACMAG &ACPHASE&& 其中，ACMAG 和ACPHASE 分别表示交流小信号源的幅度和相位。 例如：V1 1 0 AC 1v （表示节点 1，0 间加交流电压幅值 1v，相位 0） ③ 瞬态源 瞬态源有几种，以下我们均只以电压源为例，电流源类似: * 脉冲源（又叫周期源） VXXXX N+ N- PULSE（V1 V2 TD TR TF PW PER） V1 初始值，V2 脉动值，TD 延时，TR 上升时间，TF下降时间，PW脉冲宽度，PER 周 期 例如：V1 5 0 PULSE（0 1 2NS 4Ns 4Ns 20NS 50NS） * 正弦源 VXXXX N+ N- SIN(V0 VA FREQ TD THETA PHASE) V0:偏置，VA:幅度，FREQ: 频率 ，TD :延迟，THETA: 阻尼因子，PHASE:相位 * 指数源3VXXXX N+ N- EXP(V1 V2 TD1 TAU1 TD2 TAU2) V1 初始值，V2 中止值，TD1 上升延时，TAU1 上升时间常数，TD2 下降延时，TAU2 下降 时间常数 例如:V1 3 0 EXP(0 2 2ns 30ns 60ns 40ns) * 分段线性源 VXXXX N+ N- PWL(T1 V1 &T2 V2 T3 V3 。。&) 。 其中每对值（T1，V1）确定了时间t＝T1 是分段线性源的值V1。 例如：Vpwl 3 0 PWL（0 1，10ns 1.5） (4)子电路 ①. 采用.GLOBAL设置全局节点： .GLOBAL node1 node2 node3… ②．* 子电路语句 .SUBCKT SUBNAM N1& N2 。。& 。 子电路的定义由.SUBCKT 语句开始。SUBNAM是子电路名，N1& N2 。。&是外部节点号 。 * 终止语句 .ENDS (表示结束子电路定义) * 子电路调用语句 XYYYY N1& N2 。。& SUBNAM 。 在Spice中调用子电路的方法是设定以字母X 开头的伪元件名， 其后是用来连接到子电 路上的节点号，在后面是子电路名。 例如：.SUBCKT OPAMP 1 2 3 4 具体运放电路描述 .ENDS Xop 1 2 3 4 OPAMP (调用该运放子电路)1.4 电路的分析类型描述语句分析类型描述语句由定义电路分析类型的描述语句和一些控制语句组成，如直流分析 （.OP） 瞬态分析 ， （.TRAN） 等分析语句， 以及初始状态设置 （.IC） 选择项设置(.OPTIONS) ， 等控制语句。它的位置可在标题语句和结束语句之间的任何地方。 （1）直流分析： 对DC、AC和TRAN分析将自动进行直流操作点（DC OP）的计算，但.TRAN UIC将直接设 置初始条件，不进行DC OP的计算。 直流分析包含以下五种语句： .DC：直流扫描分析； .OP：直流操作点分析； .PZ：Pole/Zero分析； .SENS：直流小信号敏感度分析； .TF：直流小信号传输函数分析。4.DC(直流扫描语句)： 在指定的范围内， 某一个独立源或其他电路元器件参数步进变化 时，计算电路滞留输出变量的相应变化曲线。 .DC var1 start1 stop1 inc1 sweep var2 type np start2 stop2 例如：.DC VIN 0.25 5.0 0.25 (表示电压源VIN 的值从 0.25V扫描到 5V，每次增量 0.25V) （2）交流分析： 交流分析是指输出变量作为频率的函数。 交流分析包括以下四种语句： .NOISE：噪声分析； .DISTO：失真分析； .NET：网络分析； .SAMPLE：采样噪声分析。 .AC(交流分析语句)：在规定的频率范围内完成电路的交流小信号分析 .AC DEC ND FSTART FSTOP （数量级变化） 其中，DEC 为 10 倍频，ND 为该范围内点的数目，FSTART初始频率，FSTOP 中止频率。 例如： .AC DEC 10 1 10K (指从 1 到 10KHZ范围，每个数量级取 10 点，交流小信号 分析) （3）瞬态分析： 瞬态分析是指计算的电路结果作为时间的函数。 一般形式: .TRAN TSTEP TSTOP &TSTART &TMAX&& &UIC& TSETP 为时间增量，TSTOP 为终止时间，TSTART 为初始时间（若不设定，则隐含值为 0） 例如：.TRAN 1NS 10000NS 500NS (瞬态分析 500—10000NS，步长为 1NS)具体电路的 分析类型描述语句可查阅Hspice在线帮助。1.5 输出格式描述语句（1）输出命令包括： .PRINT、.PLOT、GRAPH、.PROBE和.MEASURE。 .PLOT antype ov1 ov2… plo1，phhi1…plo32，phi32 .PROBE ov1 ov2… ov32 .PRINT antype ov1 ov2… ov32 有五种输出变量形式： ①直流和瞬态分析： 用于显示单个节点电压，支路电流和器件功耗。 .print TYPE V(node) 或 .plot I(node)，也可用.graph、.probe。 TYPE 为指定的输出分析类型，如（DC） ；V(node)表示节点电压，I(node)表示节点电 流，p(rload)表示在负载rload上的分析点的功耗。 ②交流分析： 用于显示节点电压和支路电流的实部、虚部和相位。5vi(node)表示节点电压的虚部，ip(node)表示节点电流的相位，vp(4，6)表示节点 4、 6 间的相位角。 ③器件模版： 用于显示制定的器件节点的电压、支路电流和器件参数。 lv16(m3)表示MOS管m3 的漏电流，其他表示方式见手册。 ④MEASURE语句： 用于显示用户自定义的变量。 可以采用的句法包括：raise，fall，delay，average，RMS，min，max，p-p等。 ⑤参数语句： 用于显示用户自定义的节点电压等表达式。 语法格式：.print tran out_var_name=PAR(‘expression’) （2）还可以采用 AvanWave 进行波形输出 电路的波形可以在AvanWave中TOP层下双击添加子电路层后选择显示。1.6 控制语句和 option 语句（1）.OPTION(可选项语句)： .options语句格式：.options opt1 opt2 opt3… opt=x ACCT(打印出计算和运行时间统计) LIST（打印出输入数据总清单） NODE（打印出结点表） NOMOD(抑制模型参数的打印输出) 一 般 在 每 个 仿 真 文 件 中 设 置 options 为 .options acct list post ， 也 可 以 设 置 为.options node opts，其中.option list表示将器件网表、节点连接方式等输入到列表 文件，用于debug与电路拓扑结构有关的问题，.option node表示将输出节点连接表到列表 文件，用于debug与由于电路拓扑结构引起的不收敛问题，.option acct表示在列表文件中 输 出 运 行 时 间 统 计 和 仿 真 效 率 ， .option opts 在 列 表 文 件 中 报 告 所 有 的 .option 设 置，.option nomod表示不输出MODEL参数，以便减小列表文件的大小，.option brief=1 表示不输出网表信息，直到设置.option brief=0，.protect/.unprotect用于屏蔽网表文 件中要保护的信息，.option bypass=1 不计算latent器件，.option autostop表示当所 有.measure语句完成时，终止仿真，.option accurate=1 表示设置为最精确的仿真算法和 容差，tstep表示仿真步长值，delmax表示最大允许时间步长，其中delmax=tstep*max， .option dvdt=4 用于数字CMOS电路仿真（默认设置） ，.option dcca=1 在直流扫描时 强行计算随电压变化的电容，.option captab对二极管、BJT管、MOS、JFET、无源电容器， 打印出信号的节点电容值，.option dcstep=val将直流模型和器件转换为电导，主要应用 于“No DC Path to Ground”或有直流通路，但不符合Hspice定义的情况。 （2）MODEL OPTION 语句： SCALE影响器件参数，如：L、W、area，SCALM影响model参数，如：tox、vto、tnom。 （3）注释语句6注释语句以”*”为首字符，位置是任意的，它为非执行语句。1.7 仿真控制和收敛Hspice仿真过程采用Newton-Raphson算法通过迭代解矩阵方程，使节点电压和支路电 流满足Kirchoff定律。迭代算法计算不成功的节点，主要是因为计算时超过了Hspice限制 的每种仿真迭代的总次数从而超过了迭代的限制，或是时间步长值小于Hspice允许的最小 值。 （1） 造成 Hspice 仿真不收敛主要有“No Convergence in DC Solution”和“Timestep too Small”，其可能的原因是： ①电路的拓扑结构： 电路拓扑结构造成仿真不收敛主要有： 电路连线错误， scale、 scalm和param语句错误， 其他错误可以通过查找列表文件中的warning和errors发现。 解决的方法是：将电路分成不同的小模块，分别进行仿真；简化输入源；调整二极管 的寄生电阻；调整错误容差，重新设置RELV，ABSV，RELI，ABSI，RELMOS，ABSMOS等。 ②仿真模型： 由于所有的半导体器件模型都可能包含电感为零的区域， 因此可能引起迭代的不收敛。 解决的方法是：在PN结或MOS的漏与源之间跨接一个小电阻；将.option中默认的 GMINDC、GMIN增大。 ③仿真器的options设置： 仿真错误容差决定了仿真的精度和速度，要了解你所能接受的容差是多少。 解决的方法是：调整错误容差，重新设置RELV，ABSV，RELI，ABSI，RELMOS，ABSMOS 等。 （2）针对仿真分析中可能出现的不收敛情况进行分析： ①直流工作点分析： 每种分析方式都以直流操作点分析开始，由于Hspice有很少的关于偏置点的信息，所 以进行DC OP分析是很困难的，分析结果将输出到.ic文件中。 对DC OP分析不收敛的情况，解决方法是：删除.option语句中除acct，list，node， post之外的所有设置，采用默认设置，查找.lis文件中关于不收敛的原因；使用.nodeset 和.ic语句自行设置部分工作点的偏置；DC OP不收敛还有可能是由于model引起的，如在亚 阈值区模型出现电导为负的情况。 ②直流扫描分析： 在开始直流扫描分析之前，Hspice先做DC OP计算，引起直流扫描分析不收敛的原因可 能是快速的电压或电流变化，模型的不连续。 解决的方法是：对于电压或电流变化太快，通过增加ITL2 来保证收敛，.option ITL2 是在直流扫描分析中在每一步允许迭代的次数，通过增加迭代次数，可以在电压或电流变 化很快的点收敛。对于模型的不收敛，主要是由于MOS管线性区和饱和区之间的不连续， Newton-Raphson算法再不连续点处进行迭点计算产生震荡，可以通过增减仿真步长值或改 变仿真初始值来保证收敛，如：.dc vin 0v 5v 0.1v的直流分析不收敛，可以改为.dc vin70v 5v 0.2v增大步长值，.dc vin 0.01v 5.01v 0.1v改变仿真的范围。 ③AC频率分析： 由于AC扫描是进行频率分析，一旦有了DC OP，AC分析一般都会收敛，造成不收敛的原 因主要是DC OP分析不收敛，解决的方法可以参看前面关于DC OP的分析。 ④瞬态分析： 瞬态分析先进行直流工作点的计算，将计算结果作为瞬态分析在T0 时刻的初始值，再 通 过 Newton-Raphson 算 法 进 行 迭 代 计 算 ， 在 迭 代 计 算 过 程 中 时 间 步 长 值 是 动 态 变 化 的， .tran tstep中的步长值并不是仿真的步长值， 只是打印输出仿真结果的时间间隔的值， 可以通过调整.options lvltim imax imin来调整步长值。 瞬态分析不收敛主要是由于快速的电压变化和模型的不连续，对于快速的电压变化可 以通过改变分析的步长值来保证收敛。对模型的不连续，可以通过设置CAPOP和ACM电容， 对于给定的直流模型一般选择CAPOP=4，ACM=3，对于level 49，ACM=0。对瞬态分析，默认 采用Trapezoidal算法，精度比较高，但容易产生寄生振荡，采用GEAR算法作为滤波器可以 滤去由于算法产生的振荡，具有更高的稳定性。1.8 输入语句对于.param语句，.param PARHIER=GLOBAL是默认的，使得参数可以按照Top-Down变 化.param PARHIER=LOCAL，可以是参数只在局部有效。 对于.measure语句，可以采用的模式有rise，fall，delay，average，rms，min， peak-to-peak，Find-When，微分和积分等。对Find-When语句，.measure &dc|tran|ac& result find val when out_val=val &optimization options&， 对微分和积分语句， .measure &dc|tran|ac& result &deriv|integ& val &options&。 对于.ALTER语句，可以通过改变.ALTER来改变使用不同的库，其中.ALTER语句可以包 含element语句、.data、.lib、.dellib、.include、.model、.nodeset、.ic、.op、 .options、.param、.temp、.tf、.dc、.ac语句，不能包含.print、.plot、.graph 或其他I/O语句，同时应该避免在.ALTER中增加分析语句。1.9 统计分析仿真主 要 是 对 器 件 和 模 型 进 行 Monte Carlo 分 析 ， 随 机 数 的 产 生 主 要 依 赖 Gaussian 、 Uniform、Limit分析，通过.param设置分布类型，将dc、ac、tran设置为Monte Carlo分析， 用.measure输出分析结果，如： .param tox=agauss(200，10，1) .tran 20p 1n sweep MONTE=20 .model … tox=tox … 其中，对Gaussian分析.param ver=gauss(nom_val，rel_variation，sigma，mult)， .param ver=agauss(nom_val，abs_variation，sigma，mult)， 对Uniform分析，.param ver=unif(nom_val，rel_variation，mult)， .param ver=aunif(nom_val，abs_variation，mult)，8对Limit分析，.param ver=limit(nom_val，abs_variation)，如果你拼错Gauss或 Uniform、Limit，不会产生警告，但不将产生分布。1.10 HSPICE 仿真示例Hspice 可以执行各种模拟电路仿真，它的精度很高。通过点击桌面快捷方式Hspice， 启动Hspice。 Hspice模拟步骤如下： ①由电路图提取网表或手工编写网表，注意网表文件以.sp结尾。例如，电路网表文件 为eyediag.sp；标题为：*Eye D输出报告文件：eyediag.lis。 ②运行模拟，完成后检查输出报告文件后缀.lis文件察看模拟结果。 ③ 运行AvanWave查看输出波形。 以下我们通过几个例子了解Hspice的网表文件格式，以及如何进行仿真。 （1）简单 RC 网络电路 AC 分析 如图所示为一个有DC和AC源的简单的RC网络。电路包含两个电阻，R1 和R2，电容C1 和电源V1。节点 1 接在电源正端和R1 之间。节点 2 处R1、R2 和C1 连在一起。Hspice 接地 端总是节点 0。 它的网表文件如下，文件名为quickAC.sp A SIMPLE AC RUN .OPTIONS LIST NODE POST .OP .AC DEC 10 1K 1MEG .PRINT AC V(1) V(2) I(R2) I(C1) V1 1 0 10 AC 1 R1 1 2 1K R2 2 0 1K C1 2 0 .001U .END 注释： 第一行A SIMPLE AC RUN 为标题行； 第二行.OPTIONS LIST NODE POST 为可选项设置，LIST 打印出元件总结列表；NODE 打印出元件节点表（element node table） ；POST 表示用何种格式储存模拟后的数据，以 便与其它工具接口。 第三行.OP 计算直流工作点。 第四行.AC DEC 10 1K 1MEG (指从 1K到 1MEGHZ范围，每个数量级取 10 点，交流小信 号分析) 第五行.PRINT AC V(1) V(2) I(R2) I(C1) 打印交流分析类型的节点 1，2 的电压， 以及R2，C1 的电流 第六行V1 1 0 10 AC 1 表示节点 1 与 0 间，加直流电压 10v 和幅值为 1v 的交流电9压。 第七至九行为电路描述语句。 第十行为结束语句。 接下去的程序是执行此RC网络电路的AC分析，如下的新文件出现在你的运行目录下： quickAC.ac0 quickAC.ic quickAC.lis quickAC.st0. 使用一个编辑器去看.lis和.st0 文件以检查仿真的结果和状态。 运行AvantWaves并且打开.sp文件。 从结果浏览器窗口中选择quickAC.ac0 文件以观察 波形。显示节点 2 的电压，在x轴使用一个对数刻度。图 1－3：显示了 2 节点输入频率自 1KHz至 1MHz变化时扫描响应所产生的波形。图 1-3 RC 网络节点 2 的频率响应quickAC.lis显示了输入网表，详细组成和拓扑图，工作点(operating point)信息和 当输入至 1KHz至 1MHz变动时的请求表。 quickAC.ic和quickAC.st0 分别包含一些直流工作 点信息和Star-Hspice的运行状态信息。工作点情况可以用作后面的使用.LOAD语句的仿真 运行。 RC 网络的瞬态分析 使用同一个RC网络运行瞬态分析，但是增加了一个脉冲源到DC和AC源。 ①输入如下相当的网表到一个名叫quickTRAN.sp的文件中。 A SIMPLE TRANSIENT RUN .OPTIONS LIST NODE POST .OP .TRAN 10N 2U .PRINT TRAN V(1) V(2) I(R2) I(C1) V1 1 0 10 AC 1 PULSE 0 5 10N 20N 20N 500N 2U R1 1 2 1K R2 2 0 1K10C1 2 0 .001U .END 注释： V1 源规范增加了一个脉冲源。 ②运行Star-Hspice。 ③使用编辑器去看.lis文件和st0 文件以检查仿真的结果和状态。 ④运行AvantWaves并且打开.sp文件。 从结果浏览器窗口中选择quickTRAN.tr0 文件以 观察波形。在x轴显示节点 1 和 2 的电压。图 1-4：RC 网络节点 1 和节点 2 电压（2）反相器电路 它的网表文件如下，文件名为inv.sp Inverter Circuit .OPTIONS LIST NODE POST .TRAN 200P 20N .PRINT TRAN V(IN) V(OUT) M1 OUT IN VCC VCC PCH L=1U W=20U M2 OUT IN 0 0 NCH L=1U W=20U VCC VCC 0 5 VIN IN 0 0 PULSE .2 4.8 2N 1N 1N 5N 20N CLOAD OUT 0 .75P .MODEL PCH PMOS LEVEL=1 .MODEL NCH NMOS LEVEL=1 .END 注释：第三行.TRAN 200P 20N 表示瞬态分析步长为 200ps，时间为 20ns 第四行.PRINT TRAN V(IN) V(OUT)表示打印节点in，out 电压瞬态分析值 第五，六，九行为电路连接关系描述语句。11第七行VCC VCC 0 5 表示在节点VCC，0 之间加 5v直流电压。 第八行VIN IN 0 0 PULSE .2 4.8 2N 1N 1N 5N 20N表示在节点IN，0 之间加一个脉冲 源，低电平 0.2v，高电平 4.8v，延时 2ns，上升沿 1ns，下降沿 1ns，脉冲宽度 5ns，周期 20ns 第九，十行为模型语句，表示模型名PCH，管子类型为PMOS，使用的是一级模型。 对倒相器电路仿真的步骤类似于前面，这里仅列出输出波形供参考：（3）D 触发器电路 网表文件如下，文件名为dff.sp（无模型支持，仅做参考） ： * Project DFF .OPTIONS LIST NODE POST .include &e:\model\35model.txt& * Definition for project INVERTER .SUBCKT INVERTER IN OUT M2 OUT IN 0 0 NSS L=0.35U W=1.2U M1 VDD IN OUT VDD PSS L=0.35U W=2.4U * CROSS-REFERENCE 1 * GND = 0 .ENDS * Definition for project TRANSFER .SUBCKT TRANSFER IN OUT CLKF CLK M1 OUT CLKF IN VDD PSS L=0.35U W=1.2U M2 IN CLK OUT 0 NSS L=0.35U W=1.2U * CROSS-REFERENCE 1 * GND = 0 .ENDS X1I1 N1N19 N1N21 INVERTER X1I2 N1N21 N1N16 CLK N1N10 TRANSFER X1I3 N1N16 N1N19 INVERTER12X1I4 CLK N1N10 INVERTER X1I5 Q N1N29 INVERTER X1I6 QF Q INVERTER X1I7 N1N29 QF N1N10 CLK TRANSFER X1I8 D N1N16 N1N10 CLK TRANSFER X1I9 N1N19 QF CLK N1N10 TRANSFER * DICTIONARY 1 * GND = 0 .GLOBAL VDD vin D 0 PULSE .2 2.8v 2N 1N 1N 20N 50N vdd VDD 0 3v Vclk clk 0 0 PULSE .2 2.8v 2N 1N 1N 5N 20N .tran 1ns 200n .END 注释： ①.OPTIONS LIST NODE POST 为可选项设置 ②.include &e:\model\35model.txt&表示加入 0.35um工艺库文件，注意一定要指定 工艺库文件，否则Hspice无法仿真。另外，库路径一定要指定正确，否则会找不到库文件。 ③ vin D 0 PULSE .2 2.8v 2N 1N 1N 20N 50N vdd VDD 0 3v Vclk clk 0 0 PULSE .2 2.8v 2N 1N 1N 5N 20N 上述为加入的输入激励和电压源语句。 ④ .tran 1ns 200n 指定瞬态分析 200ns，分析步长 1ns 运行Hspice仿真。1.11 SPICE 做电路仿真时容易出现的错误①SPICE网表中第一行必须是注释行，在网表文件中的第一行会被SPICE忽略。 ②1 兆欧一定要写成 1MEG， 而不是 1M、 1m或者是 1 MEG （数字和MEG之间不要有空格） 。 ③1 法拉应写成 1，而不是 1f或者 1F。1F表示 10 法拉。 ④MOSFET源区和漏区的面积在大多数情况下写成pm 的形式。宽长分别为 6um和 8um的 区域的面积应写为 48 pm 或者 4E-12。 ⑤电压源的名字以字母V打头，电流源的名字以字母I打头。 ⑥瞬态分析结果是以时间为轴，即X轴为时间。如果本来是正弦波，看着却像三角波， 或者曲线看着不平滑。这是因为没有设置好打印数据点的数目，或者给出的打印步长太大 了。例如：想在SPICE中得到一个 1khZ的正弦波形，最大打印步长应该设为 10u（10 微秒） ⑦当显示AC仿真结果时，X轴是频率，指针显示的是电压（或电流）的幅值或相位。例 如：指针显示“voltage drop at a node”时，它会把此节点电压的实部和虚部加起来，132 2 -15显示一个毫无意义的结果。不同仿真软件的指针的作用也不同。有些仿真软件的功能很强 大，可以在完成AC仿真后进入幅度模式。 ⑧MOSFET的长和宽应使用字母 “u” 来代表微米。 常见的错误是忘记写这个字母。 例如： 一种工艺允许的MOSFET最小尺寸为L=2u，W＝3u，而不是L=2，W＝3。或者意味着一个 2 米 长、3 米宽的MOSFET。 ⑨通常PMOS管的“体”接到VDD，NMOS管的“体”接到VSS。例如：N阱工艺，所有的NMOS 管的“体”必须接到VSS。这个错误在SPICE网表中很容易查出。 ⑩DC扫描中的收敛问题可以通过改变电压的边界值来解决。比如：电路从 0 到 5V进行 扫描可能不收敛，但是从 0.1V到 4.9V进行扫描就可能会收敛。14第 2 章 CMOS 工艺 SPICE 模型测试1.1 SPICE 模型简介图 2-1 传统 NMOS 剖面图图 2-2 NMOS 管的 I-V 曲线（1）CMOS 管的强反型区 当MOS器件的栅-源电压大于阈值电压时，称之为强反型状态。当 VDS & VGS ? VT 时，器V 件进入饱和区， 这里 VDS 和 VT 分别指MOS管漏源电压和阈值电压， GS 指MOS管的栅-源电压。事实上，在MOS运算放大器设计中，大部分的MOS器件都是工作在饱和状态，因为对于给定 的漏级电流和器件尺寸来说，工作在饱和区可以提供稳定的电流和比较大的电压增益。在 饱和区，MOS器件的漏级电流 I D 和栅-源电压 VGS 的关系由下式决定:I DS =μnCoxW (VGS ? VTH ) 22L(2-1)式中 μ n 为NMOS沟道中电子迁移率， Cox 为栅极氧化层单位面积电容量，W为沟道宽度， L为沟道长度。 在模拟电路中， MOSFET的跨导 g m 是一个非常重要的参数。 根据上式可求得MOSFET 在饱和区静态工作点处的小信号跨导:15gm =或者:?I D W 2I D = μ nCox (VGS ? VTH ) = ?VGS L VGS ? VTH(2-2)gm = 21 W μnCox I D 2 L(2-3)可见MOSFET的饱和区跨导 g m 不仅和它的工作电流而且可以通过选择器件尺寸W/L加 以改变。正因为如此，模拟集成电路的设计更加灵活。 当 系为VDS & VGS ? VTH 时，器件处于线性状态，器件的漏级电流 I d 和栅-源电压 VGS ，的关I DS =μnCoxW [(VGS ? VTH )VDS ? VDS 2 ]L项可忽略，上式变为 (2-4)1 2在2 VDS 很小时， VDS 2I D ≈ β n (VGS ? VT )VDS（2）CMOS 管的弱反型区 当我们在分析MOS器件时，比如图 2-1 那样，我们就一直假设:当MOS器件的栅-源电压 低于开启电压时，器件会突然关断.事实上，当 在，并有一些源-漏电流。甚至当VGS & VTH 时，一个“弱”的反型层仍然存VGS & VTH ， I D 也并非是无限小，而是与 VGS 呈现指数 I D ? VGS 曲线由平方关系转变为指数关系，Qinv ?drain W VTH ∫ udQinv Qinv ?source L关系.这种效应称为弱反型区或称为亚阈值区。如图 2-3 所示，处于弱反型的CMOS漏电流主要是由扩散电流组成，假设漂移电流为零，即:I D = I drift + I diffusion = I diffusion =其中(2-5)Qinv ? source = ?2nCoxVTH e2VGS ?VTH ?VS nVTH(2-6)16Qinv ? drain = ?2nCoxVTH e指数关系 LogIdVG ?VTH ?VD nVTH 2(2-7)平方率强反型区弱反型区VthVgs图 2-3 亚阈值区的I d ? VGS 曲线图利用上面的式子我们可以得到:I D = IseVGS ?VTH nVTH(2-8)I D 的典型的值在 2nA到 200nA之间。公式(2-8)中，n&1， 是一个非理想因子， VT = KT / q 。从公式(2-8)可以看到只有参数 I S 和n跟工艺有关。传统上，这两个参数根据Spice参数计算得出。但是用此方法计算出的I S 和n所得出的 I 与仿真结果却不一致， D为了更准确获得这些参数，变换式(2-8)，两边取对数后求导得到:? (ln I D ) 1 = ?VGS nVTH即从(2-9)ln( I D ) ? VGS 曲线的斜率就可以得到n，因此运用单NMOS管放大电路，使用仿真工 ln( I D ) ? VGS 曲线。如图 2-4 所示具Spice画出NMOS管的17从图 2-4 中可以求出n约为 1.36，IS约为 274 fA 。 这样， 就得出我们手工计算时使用的公式W I D = (274 fA) e (1.36)VTH L(2-10) 同理，PMOS有:图 2-4VGSln( I D ) ? VGS 曲线VGSW I D = (26.56 fA) e (1.79)VTH L从图 2-3 中可以看到，当 VGS 下降到低于 典型值，在室温时，要使(2-11)VTH 时，漏电流以有限的速度下降。对于n的I D 下降一个数量级，VGS 必须下降约 80mV，这样会导致较大的功 I D 不变时增大W，则 VGS 趋近于 VTH ，器件进入亚阈值区，率。从(2-1)式来看，如果保持因此由式(2-8)计算出的跨导是:gm =ID nkT / q(2-12)与双极型晶体管的跨导:gm =qI C I C = kT VT(2-13)相比较，跨导特性比双极型晶体管差。 因此， 工作在亚阈值区的器件可以获得较大的增益， 但是由于只有当器件宽度W大或漏 电流小才能满足这一条件，如果器件的漏极电流太大，管子就会进入到强反型区。尽管可 以通过增大器件的宽长比来使得器件工作在弱反型区，但增大宽长比也是有限度的，因为 增加器件尺寸的同时也会增加它的寄生电容。因而亚阈值电路的速度是非常有限的。 （3）CMOS 管的中反型区 以上的讨论假设强反型到弱反型的转变是突变的.事实上， 有个平滑的过渡区存在， 称 之为中反型区。近似而言，中反型的电流范围. 如下式:181 I s & I d & Il 8在中反型区，很难用表达式来描述，只能用计算机来模拟。 （4）CMOS 管的二级效应(2-14)前面讨论的CMOS管模型是最简单的情况，在许多模拟电路中是不成立的，至少还应该 考虑不可缺少的两个二级效应:体效应，沟道长度调制。 在前面的分析中， 假设晶体管的衬底和源极是等电势的， 随着Vg的下降， 这称为“体效应”或“背栅效应” 。1 ? VT = VT 0 + γ ?( 2Φ f + VSB ) 2 ? ( 2Φ f ?VTH 会增加。)1 2? ? ?（ VSB & 0 ）(2-15)当栅-漏之间的电压增大时， 实际的反型沟道长度逐渐减小。 而沟道区的电压 基本不变，因而VGS ? VTHI D 将随 VDS 增加而增加。这就叫做“沟道长度调制” 。考虑到这个因素后饱和区漏电流表达式(2-1)可改为:ID =1 W μ n Cox (VGS ? VTH ) 2 (1 + λVDS ) 2 LI D / VDS 特性曲线出现非零斜率。(2-16)式中 λ 是沟道长度调制系数。它使得 例 简单大信号模型的应用已知管子的宽长比为W/L=5um/1um， 大信号模型参数值如表 2－1 所示， n沟道管的漏极、 栅极、源极和体电压分别为 3V、2V、0V和 0V，试求漏极电流。如果管子换成P沟道管，漏 极、栅极、源极和体电压分别为-3V、-2V、0V和 0V，再一次求漏极电流。 解：首先必须确定MOS管的工作区。 则n沟道管工作在饱和区，可得：v DS (饱和) = 2V ? 0.7V = 1.3V ，因为 v DS 为 3V，iD =K N 'W (vGS ? VTN )2 (1 + λ N v DS ) 2L 110 × 10 ?6 (5um) = (2 ? 0.7) 2 (1 + 0.04 × 3) = 520uA 2(1um)对于p沟道管，计算得：v SD (饱和) = v SG ? VTP = 2V ? 0.7V = 1.3V19因为vSD =3V，则p沟道管也工作在饱和区，漏极电流为：iD =K P 'W (v SG ? VTP )2 (1 + λ N v SD ) 2L 50 × 10 ?6 (5um) = (2 ? 0.7) 2 (1 + 0.05 × 3) = 243uA 2(1um)（5）MOSFET 交流小信号模 型 在电路计算中，由MOS 管的大信号模型算出电路的 静态工作点后，就必须由小 信号等效模型来分析设计电 路。小信号模型是能简化计 算工作的线性模型，它是在 一定的电压电流下有效。小 信号模型的各项参数依赖于 大信号模型参数和直流变 量。 两种模型间的关系如下： 小信号模型参数可以看 另一项大信号模型参数的偏微分。 NMOS的小信号等效模型电路如图 2-5 所示，图中各参数定义为：受控电流源图 2-5 MOSFET 交流小信号等效模型作大信号模型参数发生微小变化时微小变量之间的比率，或者看作某项大信号模型参数对g mVgs和g mbVbs 分别表示栅极电压 VGS 和衬偏电压 Vbs ，控制产生的漏级电流 I d 的分量。跨导gm背栅跨导gmb根据公式计算得到。 简化为：Cgs、C gd为栅-源，栅-漏之间的电容。Cbg、Cbs 、 Cbd分别为衬底与栅极、源极、漏极间的电容。gm =diD = β (VGS ? VT ) = 2β I D dvGS Q20g ds =diD λ iD = ≈ λ iD dvDS Q 1 + λ vDS? ?i ? ? ?v ? ? ?i ? ? ?v ? g mγ ?iD = ? D ? ? GS ? = ? ? D ? ? T ? = = η gm ?vBS Q ? ?vGS ? ? ?vBS ?Q ? ?vT ? ? ?vBS ?Q 2 2 φ F ? VBSg mbs =重要假设:g m ≈ 10 g mbs ≈ 100 g ds那么例 小信号模型参数的典型值 已知管子的宽长比为W/L=1um/1um的n沟道管和P沟道管，模型参数值如表 2－1 所示， 假设漏极电流的直流量为 50uA， 源－体直流电压绝对值为 2V。 试利用大信号模型参数分别 求两管的gm、gmbs和gds的值。 解：利用公式求出：n沟道管的gm＝105uA/V、gmbs=12.8uA/V和gds=2.0uA/V；p沟道管 的gm＝70.7uA/V、gmbs=12.0uA/V和gds=2.5uA/V；2.2 CMOS 工艺 MOS 管模型参数（1）0.8um N 阱简单的 MOS 大信号模型（spice level 1）表 2-1 MOSFET 模型参数.MODEL NMOS1 NMOS LEVEL=1 VTO=0.7 KP=110U GAMMA=0.4 LAMBDA=0.04 PHI=0.7 .MODEL PMOS1 PMOS LEVEL=1 VTO=-0.7 KP=50U GAMMA=0.57 LAMBDA=0.05 PHI=0.821（2）0.8um N 阱完整的大信号模型（spice level 1） .MODEL NMOSl NMOS LEVEL=1 VTO=0.70 KP=110U GAMMA=0.4 LAMBDA=0.04 PHI=0.7 +MJ=0.5 MJSW=0.38 CGBO=700P CGSO=220P CGDO=220P CJ=770U CJSW=380P +LD=0.016U TOX=14N .MODEL PMOSl PMOS LEVEL=1 VTO=-0.7 KP=50U GAMMA=0.57 LAMBDA=0.05 PHI=0.8 +MJ=0.5 MJSW=0.35 CGBO=700P CGSO=220P CGDO=220P CJ=560U CJSW=350P +LD=0.014U TOX=14N （3）BSIM SPICE 模型 前面列举的MOS管大信号模型简单并且便于手工计算，不过忽略了很多重要的二阶效 应。大部分的二阶效应是由于窄或者短的沟道尺寸（小于 3um）引起的。SPICE Level 3 半 经验模型对于大于 0.8um的沟道长度的MOS工艺较为有效。BSIM1 SPICE（Level 4，HSPICE 为Level 13，60 个直流参数）模型对沟道长度小到 1um的MOSFET都能建模；沟道长度更短 的MOSFET则需要使用BSIM2（99 个直流参数） 、BSIM3（Level 8，HSPICE为Level 49，40 个直流参数） 或者BSIM4 来建模； BSIM3V3 对深亚微米器件有效， 已经成为工业界标准的MOS 管模型。 （NMOS和PMOS的SPICE模型有很多种，BSIM模型是其中的一种，一般是通过自动化 的参数提取和模型生成软件来完成。目前绝大多数芯片加工厂商都采用BSIM模型来描述他 们加工的器件的性能） 目前，产业界的很多芯片加工厂商并不提供Level 1、Level 2 或者Level 3 的SPICE 模型（MOSIS除提供BSIM模型外还提供Level 2 和Level 3 模型） ，学生需要掌握利用BSIM 参数来提取阈值电压、跨导等参数，以用于手工计算。 注意：如无特别说明，后章所有计算均以 0.8um模型参数为基础；高级的 0.6um双阱和 0.25um N阱CMOS工艺模型参数见附录；Berkely提供的SPICE2 和SPICE3 以及BSIM1 模型， 都不具备对噪声和温度建模的能力。2.3 用 HSPICE 仿真 MOS 输出特性在图 2－6 中，N沟道管采用LEVEL 1 模 型和表 2－1 中给出的参数值， 试采用HSPICE 仿真得到晶体管的输出特性。仿真中假设体 电压为 0，绘制漏－源电压从 0V到 5V变化、 栅－源电压分别为 1V、2V、3V、4V和 5V时的 输出特性曲线族。图 2-6 MOS 管输出特性测试（1）SPICE 输入文件 EX2.1 use spice to simulation MOS output .option post=2 numdgt=7 tnom=27 *.OPTIONS LIST NODE POST M1 2 1 0 0 MOS1 W=5U L=1U22VDS 2 0 5 VGS 1 0 1 .MODEL MOS1 NMOS VTO=1 KP=110U GAMMA=0.4 LAMBDA=0.01 PHI=0.7 .DC VDS 0 5 0.2 VGS 0 5 1 *.PRINT DC V(2) I(VDS) .PRINT DC i(m1) vth=lv9(m1) .END （2）仿真结果图 2-7 MOS 管输出特性测试仿真曲线2.4 练习（1）改变W、L的值，测试MOS管的输出特性，和前面的结果比较，说明引起差别的原 因。 （2）请用 0.6um N阱CMOS工艺模型仿真MOS N沟道管输出特性，并对仿真结果进行阐 述。 （3）请用 0.6um N阱CMOS工艺模型仿真MOS P沟道管输出特性，并阐述仿真结果。 （4）用HSPICE仿真分析MOS体效应：VSB从 0V变化到 5V、VDS固定为 5V的情况下，画 出MOSFET的漏电流与栅源电压之间的关系图。图 2-8 MOS 管体效应测试仿真曲线 23当衬底电压变得更“负”的时候，阈值电压会相应增加（这就是体效应） 。另外，随着 VSB的增大，阈值电压的变化量越来越小；在设计模拟电路时，利用这个特性可以提高阈值 电压的匹配度。 （5） 用HSPICE仿真分析亚阈值电流： 对于 0.8um 工艺加工的W=L=5um的NMOS管， 当VGS 从 0.65V变化到 0.75V时，用HSPICE画出对应不同的VGS的IDS－VDS曲线并分析。图 2-9 MOS 管亚阈值效应测试仿真曲线（6）用HSPICE仿真阈值电压随温度的变化。图 2-10 MOS 管阈值电压随温度的变化仿真曲线24第 3 章 恒流源电路分析与设计3.1 恒流源电路恒流源电路如图 3-1 所示，图中 I R 为参考电流，I 0 为输出电流，MOS管工作在饱和区，当MOS管M2 的 VDS ≥ VGS ? VT ，则M2 工作在饱和区。根据饱和区的电流方程可求得图 3-1 恒流源电路I 0 与 I R 的关系式为IO S (1 + λ V D S 2 ) S = 2 = 2 IR S 1 (1 + λ V D S 1 ) S1(3-1)D S 2 D S 1IO =S 2 (1 + λ V S 1 (1 + λ V) I )R(3-2)式中S1 为M1 的宽长比，S2 为M2 的宽长比， λ 为沟道调制系数，并假定两管的工艺参 数相同。由式(3-2)可知，只要改变M1 和M2 的宽长比，就可以设计出所需要的I 0 .若VDS 2 = VDS 1 ， S1= S2，则 I 0 = I R 。因为VDS 1 = VGS 1 ， VDS 2 = V0 ， Vo是输出电压，但是一般情况下Vo是一变量，且V0 & VDS 1 ，由于沟道长度调制效应的存在，Io随输出电压Vo的变化而变化，因此，只有在λ = 0 时才能使 I 0 为恒定值。为了使其恒流特性有所改善，可增大M2 的沟道长度L。L增大，使 λ 减小，输出阻抗2r0 增大，恒流特性得到改善。例 ： 镜 像 电 流 源 电 路 中 ， Iin ＝ 100uA ， 每 个 晶 体 管 W/L ＝ 100um/1.6um 。 假 设 unCox=92uA/V ，Vtn=0.8V，rds=[8000L(um)]/[ID(mA)]，求镜像电流源的rout和gm1 的值， 并推算输出电压变化 0.5V时Iout的变化情况。 解：因为M1 和M2 的W/L比相同，所以Iout的额定值等于Iin的额定值为 100uA。这样，25我们得到 Rout=rds2=/0.1=128kΩ gm1 的值由下式得出。 gm1＝[2unCox(W/L)ID1] =1.07mA/V 得到rs1=1/gm1=935Ω。这个rs1 值远小于rds1，在这个例子中rds1 等于rds2。 输出电流的变化可以利用rout推算为 ΔIout=ΔV/rout=0.5/128 kΩ=3.9uA 换句话说，如果原来Iout测量为 101uA(由于不匹配和一个更大的VDS电压)，输出电压 增加 0.5V将产生一个大约 105uA的新的输出电流。 注意： 这个估算并没有说明诸如rds实际 上随着输出电流改变这样的二级效应。 有三种因素会使电流镜与式(3-1)描述的理想情况不同。这些因素是： （1）沟道长度调 制。好的电流镜或电流放大器应当有相同的漏－源电压和高的输出电阻。 （2）两个管子之 间的阈值偏差。对于适宜的硅栅CMOS工艺，相同且靠得很近得两只管子阈值电压的典型失 调值小于 10mV。 （3）非理想的几何图形匹配。指两个器件的宽长比的误差，由于存在掩膜、 光刻、刻蚀以及外扩散的差异，即使是两个管子并排放在一起也会有所不同。1/23.2 高输出阻抗的恒流源电路为了抑制沟道长度调制作用的影响，得到更好的电路性能，就要对上述基本电流镜进 行改进。如图 3-2 所示，它与基本电流镜相比增加了M3、M4。由于增加了这两个MOS管，使 该电流镜具有很好的恒流特性以及高的输出阻抗。由图 3-2 可知M3 和M4 使Ml的 的VDS 1 和M2VDS 2 相同或近似相同。其中 I 0 和 I R 的关系可写为:IO IR=S 2 (1 + λ V S 1 (1 + λ VD S 2 D S 1) S 2 = S1 )(3-3)S为各器件的宽长比，上式表明，输出电流I 0 与 λ 无关，即输出电流不跟随输出电压 r0 可由交流的变化而变化，从而具有很好的恒流特性和较高的输出阻抗。电路的输出阻抗 小信号等效电路图 3-3 所得：26图 3-2 标准共源共栅的恒流源电路V0 = i0 [rds 2 + rds 4 + rds 2 rds 4 ( g m 4 + g mb 4 )]= i0 [rds 2 + rds 4 + rds 2 rds 4 g m 4 (1 + η4 )]其中：(3-4)η4=g mb4 gm4（3-5）因此输出阻抗 r0 可以表示为：r0 = rd s 2 rd s 4 g m 4(3-6)图 3-3 交流小信号等效电路上式可以表明， 该恒流源的输出阻抗比图3-1所示的恒流源电路的输出阻抗 大 rds 4 g m 4 倍。例：共源共基镜像电流源电路中，Iin＝100uA，每个晶体管W/L＝100um/1.6um。假设 unCox=92uA/V ， Vtn=0.8V，rds=[8000L(um)]/[ID(mA)]，求镜像电流源的rout（体效应约为 0.2gm） 。 还求使得输出晶体管保持在工作区的Vout的最小输出电压。 解：通常，Iout=Iin，这样我们可以求出这个镜像电流源的小信号参数为 gm4＝[2unCox(W/L)Iout] =1.07mA/V 还有 rds2=rds4=/0.1=128kΩ 输出阻抗为 Rout=128k[128(1.07+0.2*1.07)]=21MΩ271/2 2要求出最小输出电压，我们首先需要确定Veff: Veff=[2Iout/( unCoxW/L)] =0.19V 这样，最小输出电压求得为 2×0.19+0.8=1.18V1/23.3 HSPICE 仿真分析基本恒流源电路（1）仿真电路 （2）网表 EXP 3.1 Simple MOS Current Mirror .option post=2 numdgt=7 tnom=27 M1 1 1 0 0 nch l = 1u w = 5u M2 2 1 0 0 nch l = 1u w = 5u I1 0 1 DC 10u V1 3 0 DC 0 V_I2 3 2 DC 0图 3-4 基本恒流源电路.MODEL nch NMOS VTO=0.7 KP=110U LAMBDA=0.04 GAMMA = 0.4 PHI = 0.7 *.dc V1 0 5 .1 I1 10u 80u 10u .dc V1 0 5 .1 .END （3）仿真结果图 3-5 基本恒流源电路仿真输出结果283.4 HSPICE 仿真分析高输出阻抗恒流源电路（MOS 管参数同上）图 3-6 高输出阻抗的恒流源电路图 3-7 高输出阻抗恒流源电路仿真输出结果通过与前面的仿真结果比较，可看出共源共栅电流沉的输出电阻较大（斜率的倒数为 输出电阻） 。另外，体效应会使M3 管和M4 管的阈值电压变大，导致电流值低于我们的期望 值。3.5 基本恒流源电路的敏感度分析跨过电流沉的电压（即M2 管的漏端电压）对输出电流有很大影响，敏感度很高。通过 敏感度分析，可知道哪个元件对输出变量有最大影响。通过计算机仿真得到输出变量对元 件参数的敏感度，这在大电路设计中几乎是必须要做的一步。 .sense I(vdrain2) .dc vdrain -2.5 2.5 0.013.6 基本恒流源电路的温度特性I O (T ) = I O (T0 )(1 + TC (I 0 )(T ? T0 )) = I (T0 )[1 ? 0.0015(T ? 27 )]29图 3-8 基本恒流源电路温度特性仿真输出结果3.7 其它类型的电流源/沉图 3-9 恒流源电路仿真输出结果图 3-10 恒流源电路仿真输出结果30第 4 章 共源放大电路分析与设计共源放大器是CMOS电路中的基本增益级。它是典型的反相放大器，负载可以是有源负 载或者电流源。共源放大器多种实现方式如图 4-1 所示有源负载放大器，电流源负载放大 器和推挽放大器，在其他条件相同的情况下，图中电路的小信号增益由左至右依次增大。（a）(b)(c)图 4-1（a）有源负载共源放大器（b）电流源负载共源放大器（c）推挽共源放大器4.1 有源负载共源放大器在许多应用场合需要用到可高度预见其小信号和大信号特性的底增益反相器。满足此 要求的一种结构如图 4-1（a）所示，这就是PMOS有源负载共源放大器。图 4-2 图 4-1（a）的小信号图我们利用它的小信号图 4-2，可以计算出它的增益。对输出端的电流求和可得： gm1vin+gds1vout+gm2vout+gds2vout=0 求解电压增益vout/vin，得到： (4-1)?g v = v g +g +gout in m1 ds1 ds 2m2g ?? gm1 m2? 'W ? = ?? K N 1 L2 ? ? ' ? ? K P L1W 2 ?12(4-2)小信号的输出电阻从图 4-2 也可以得出31Rout=1gds1+gds 2+g?m21gm2(4-3)有源电阻负载共源放大器的输出电阻抗较低， 因为按二极管方式连接的M2 管具有低阻 抗的缘故。在要求反相增益级具有大带宽时，低输出阻抗是非常有用的。4.2 电流源负载共源放大器通常，共源放大器需要得到比有源负载共源放大器更大的增益。第二种有较高增益的 共源放大器结构是图 4-1（b）所示的电流源负载共源放大器。这种结构采用电流源负载代 替PMOS二极管连接的负载。电流源是共栅结构，采用栅极加直流电压偏置VGG2 的P沟道管 实现。 小信号性能可由图 4-2 模型中用gm2vout＝0（考虑M2 的栅极交流接地）来求得。小信 号电压增益为：v vout in=?ggds1m1 ds 2+g' ? ? ? 2K N W 1 ? = ? LI ? 1 D ? ?12? ?1 ? ? ?∝ ? + λ1 λ 2 ? ? ?1ID(4-4)取决于器件尺寸、电流和使用的技术，这个电路的典型增益在－10～－100 的范围内。 为了用电阻性负载得到类似的增益，必须使用远远高于 5V的电源电压。电阻性负载方法还 会大大提高功率损耗。但是，这里应该提到的是：对于低增益、高频率级， （如果不需要大 量硅面积）用电阻负载会更理想，因为它们一般都有较小的寄生电容。它们通常还比有源 负载噪声小。 这是个有意义的结果：随着直流电流的减小，增益上升。这是因为输出电导正比于偏 置电流，而跨导正比于偏置电流的平方根。增益随ID减小而增加可一直保持到电流接近亚 阀值工作区，即弱反型层出现，此时跨导变为正比于偏置电流且小信号电压增益成为偏置 电流函数的常数。如果我们假设亚阀区发生在电流近似为 1μА的时候，又如果（W/L） 1=(W/L)2=10，使用 0.8μm模型的参数值可给出图 4-1（b）所示的电流负载CMOS共源放大 器的最大增益近似为－521V/V。图 4-3 示出了电流源负载作为直流偏置电流的函数的典型 关系（假设亚区效应发生在近似等于 1μА的时候） 。图 4-3 漏极电流对电流源共源放大器的小信号电压增益的影响 32电流源负载CMOS共源放大器的小信号输出电阻抗可从图 4-2（gm2vout＝0）求得：Rout=1gds1+g=ds 2I (λ + λ )D 1 21(4-5)如果ID＝200μА，沟道长度为 1μm，采用 0.8μm的模型参数值，电流源CMOS共源放 大器的输出阻抗近似为 56kΩ，与有源负载CMOS共源放大器相比此输出阻抗较高。然而， 此结果导致带宽降低。 例： 在上面电路中， 晶体管W/L＝100um/1.6um。 假设unCox=90uA/V2， upCox=30uA/V2， Ibias＝100uA，rds-n=[8000L(um)]/[ID(mA)]， rds-p=[12000L(um)]/[ID(mA)]，这一级 的增益是多少？ 解：gm1 的值由下式得出 gm1＝[2unCox(W/L)ID1]1/2=1.06mA/V 同时 Rds1=/0.1=128kΩ Rds2=/0.1=192kΩ有v vout in=?g gds1m1 ds 2+g=-1.06(128||192)=-81.4与电流源负载CMOS共源放大器对应的是电流漏共源放 大器，如图 4-4 所示结构。 它的特性和电流源负载相似图 4-4 电流漏4.3 推挽共源放大器如图 4-1（a）和图 4-1（b）中M2 的栅极接到M1 的栅极，即为图 4-1（c）所示的推挽 COMS共源放大器。比较电流源和推挽共源放大器，可以得出，采用同样的晶体管，推挽共 源放大器具有更高的增益。 这是由于两个晶体管都由vIN驱动的缘故。 推挽共源放大器的另 一个优点是它的输出可以端到端的满摆幅工作。 推挽共源放大器的小信号能取决与它的工作区。如果假设M1，M2 都处于饱和区，就能 得到最大电压增益。我们可以借助图 4-5 来分析小信号性能。图 4-5 图 4-1（c）小信号模型33小信号电压增益是：v vout in(4-6) 我们注意到与电流源/漏共源放大器一样，电压增益同样受直流电流的影响。? ? （g m1 + g m2） ? 2 ? ? ? = =? ? ?? ? I D?? g ds1 + g ds 2 ? ?? ? ? ?? K ?W L ? + K ?W L ? ? ? ? ? ? ? ? ? ??' 1 ' 2 N Pλ +λ1122? ? ? ?4.4 HSPICE 仿真分析电流源负载共源放大电路（1）电路结构 （2）直流分析 电路如图 4-6 所示，试用HSPICE仿真器得到 Vout作为Vin函数关系的曲线。确定Vout＝0V时 Vin的直流值。 EX 4.1 common source amp .option post=2 numdgt=7 tnom=27 M1 2 1 0 0 nch W=5u L=1u M2 2 3 4 4 pch w=5u L=1u M3 3 3 4 4 pch w=5u L=1u R1 3 0 100k Vin 1 0 dc 5图 4-6 电流源负载共源放大器结构Vdd 4 0 dc 5.MODEL nch NMOS VTO=0.7 KP=110U GAMMA=0.4 LAMBDA=0.04 PHI=0.7 .MODEL pch PMOS VTO=-0.7 KP=50U GAMMA=0.57 LAMBDA=0.05 PHI=0.8 .dc vin 0 5 0.1 .print dc v(2) .end 分析结果：图 4-7 电流源负载共源放大器直流特性仿真 34（3）交流分析 假 设 输 出 端 接 5PF 的 电 容 ， 当 放 大 器 被 偏 置 在 过 渡 区 时 ， 试 用 HSPICE 获 得 Vout(ω)/Vin(ω)的小信号频率响应，给出从 100Hz到 100MHz范围内的幅度和相位响应。 EX 4.2 common source amp AC analysis .option post=2 numdgt=7 tnom=27 M1 2 1 0 0 nch W=5u L=1u M2 2 3 4 4 pch w=5u L=1u M3 3 3 4 4 pch w=5u L=1u CL 2 0 5P R1 3 0 100k Vin 1 0 dc 1.07 AC 1 Vdd 4 0 dc 5 .MODEL nch NMOS VTO=0.7 KP=110U GAMMA=0.4 LAMBDA=0.04 PHI=0.7 .MODEL pch PMOS VTO=-0.7 KP=50U GAMMA=0.57 LAMBDA=0.05 PHI=0.8 .ac dec 20 100 100MEG .op .print ac vm(2) vdb(2) vp(2) .end 分析结果：图 4-8 电流源负载共源放大器交流特性仿真 35（4）瞬态分析 当电路输入脉冲信号时的瞬态响应，仿真时间从 0 到 4us。 EX 4.3 common source amp TRansient analysis .option post=2 numdgt=7 tnom=27 M1 2 1 0 0 nch W=5u L=1u M2 2 3 4 4 pch w=5u L=1u M3 3 3 4 4 pch w=5u L=1u CL 2 0 5P R1 3 0 100k Vin 1 0 PWL(0 0v 1u 0v 1.05u 3v 3u 3v 3.05u 0v 6u 0v) Vdd 4 0 dc 5 .MODEL nch NMOS VTO=0.7 KP=110U GAMMA=0.4 LAMBDA=0.04 PHI=0.7 .MODEL pch PMOS VTO=-0.7 KP=50U GAMMA=0.57 LAMBDA=0.05 PHI=0.8 .tran 0.01u 4u .print tran v(2) v(1) .end 分析结果：图 4-9 电流源负载共源放大器瞬态响应仿真36第 5 章 共源共栅放大电路分析与设计5.1 共源共栅放大器原理及分析与反相放大器相比，共源共栅放大器有两 个显著的优点： 首先， 它提供更高的输出阻抗， 类似于共源共栅电流漏和共源共栅电流镜。其 次，它减小了放大器输入端的米勒电容效应， 这一点在设计运算放大器的频率性能时是很重 要的。 5-1 示出由晶体管M1、 和M3 构成的 图 M2 简单共源共栅放大器。除M2 之外，共源共栅放 大器与电流源CMOS反相器一样。 的主要功能 M2 是使M1 漏极的小信号阻抗变小。 从M2 的漏极看图 5-1 简单共源共栅放大器进去的小信号电阻近似为rds1 g m 2 rds 2 ，比从M3的漏极看进去的小信号阻抗 的两倍，因为rds 3 大的多。共源共栅放大器的小信号增益大约是共源反相器ROUT 为原来的两倍。（1） 共源共栅的小信号特性图 5-2（a）忽略 M2 体效应后的共源共栅放大器的小信号模型图 5-2 （b）共源共栅放大器的简化等效模型图 5-1 所示的简单共源共栅放大器的小信号性能可以用图 5-2(a)的小信号模型来分 析，此模型简化后如图 5-2(b)所示。为简化起见，我们忽略了M2 的体效应。这里的简化采 用了电流源拆分和置换原理。采用节点分析为：( g ds1 + g ds 2 + g m 2 )v1 ? g ds 2 vOUT = ? g m1vin(5-1)37?( g ds 2 + g m 2 )v1 + ( g ds 2 + g ds 3 )vOUT = 0求解得出(5-2)vout / vin 为：vout ? gm1 ( gds 2 + gm 2 ) ? gm1 2 K 'W1 1 = ? = ?( )2 vin gds1 g dds 2 + g ds1 gds 3 + gds 2 gds 3 + gds 2 gm 2 gds 3 L1I D λ32 (5-3)我们可以用图 5-1 所示共源共栅电流漏（M1 和M2）的小信号输出阻抗与 输出电阻。因此，共源共栅放大器的小信号输出电阻为：rds 3 并联来求rout = [rds1 + rds 2 + g m 2 rds1rds 2 ] rds 3 ? rds 3我们将看到如何利用共源共栅放大器在满足增益的条件下增加电势的优点。(5-4)我们进一步主要到小信号增益对偏置电流同样有依赖性。由式(5-1)和式(5-2)得出：? g m1 ( g ds 2 + g m 2 ) v1 = vin g ds1 g dds 2 + g ds1 g ds 3 + g ds 2 g ds 3 + g ds 2 g m 2≈( gds 2 + gds3 ?gm1 ?2gm1 WL 1 )( )? = ?2( 1 2 ) 2 gds3 gm2 gm3 LW2 1(5-5)可以看出，如果M1 和M2 的宽长比相同且g ds 2 = g ds 3 ，那么， v1 / vin 近似为-2。增益为-2 的原因不明显，通常我们希望从M2 的源极看进去的电阻是 里显然不是这种情况。让我们进一步观察图 5-1 中电阻1/ g m 2 。然而，这Rs 2 ，这是一个从M2 的源极点进去 g mbs 2 = 0 )。的电阻。此计算的小信号模型如图 5-3 所示，图中忽略了体效应( 为了求解图 5-3 中所示的Rs 2 值，我们首先写出了一个电压环路是：(5-6)vs 2 = (i1 ? g m 2 vs 2 )rds 2 + i1rds 3 = i1 (rds 2 + rds 3 ) ? g m 2 rds 2 vs 2为求vs 2 与 i1 的比值，解这个等式得到：Rs2 =vs2 r + rd s 3 = ds 2 i1 1 + g m 2 rd s 2(5-7)38我们看到如果 等于rds 2 ≈ rds 3 ， Rs 2 正好2 / g m 2 。于是，如果 g m1 ≈ g m 2 ，则从图 5-1 中所示共源共栅放大器的输 出到M1 的漏极或M2 的源极的电压增益 近似为-2。 我们注意到一个重要的规则，图 5-3 用于计算Rs 2 的小信号模型从MOSFET的源极看进去的小信号电阻与管子漏极到交流地的电阻有关。 让我们进一步用观察法来说明图 5-1 共源共栅放大器的小信号电流流进M1 的漏极。 在 这个电路中， 输入信号vin 作用到M1 的栅-源极， g v 这引起 m1 in 的小信号电流流进M1 的漏极， rds1 g m 2 rds 2 和这个电流流过M2 在输出端得到电压，该点是M2 和M3 的漏极连接点，其电阻是rds 3 的并联。因为 rds1 g m 2 rds 2 大于 rds 3 ，因此 Rout ≈ rds 3 。5.2 共源共栅放大器的设计流程共源共栅级的普及有两个主要原因。第一个主要原因是它们由于大输出阻抗，对单级 有相当大的增益。为了得到这个高增益，与输出节点相连的镜像电流源可以用高质量共源 共栅镜像电流源实现。通常，得到这个高增益不会导致任何速度降低，而且有时还会提高 速度。使用共源共栅级的第二个主要原因是它们限制了输入驱动晶体管上的电压。这最小 化了任何短沟道效应，它在使用的晶体管沟道长度非常短的现代技术中越来越重要。 对如图的共源共栅放大器，设计参数为W1/L1、W2/L2、W3/L3、直流电流和偏置电压。 下图显示了放大器各个参数设计的关系式。共源共栅放大器的典型指标是 V DD 、小信号增 益AV 、最大和最小输出电压摆幅Vout(最大)和Vout(最小)以及功耗 Pdiss 。39图 5-4 共源共栅放大器结构5.3 设计实例及 HSPICE 仿真分析共源共栅放大器指标为： =-50V/V ， Av （1）设计过程 在设计中，不是所有的指标都重要且必须完全满足的。比如供电要求是 5V，但是如因 某种原因输出摆幅可以超过设计要求。让我们从直流电流开始分析。摆率和功耗都会影响 直流电流。摆率要求电流大于 100μA ，功耗要求小于 200μA.我们折中取 150μA. 首先从M3 开始，因为唯一不知道的就是W3/L3，根据关系式，求得：vOUT (max) = 4V ， OUT (min) = 1.5V ， v VDD=5V，Pdiss=1mW. 要求在 10pF负载上的摆率大于等于 10V/μs.W3 2I 2 × 150 = = =6 2 50(1) 2 L3 Kp ' ?VDD ? vOUT (最大) ? ? ?设计图左上角的关系式给出I＝IBIAS时W4/L4＝W3/L3。接下来用设计图右下角的关系 式确定W1/L1：W 1 ( Avλ3 ) 2 I (50 × 0.05) 2 ×150 = = = 4.26 L1 2K N ' 2 ×110为了设计W2/L2，首先计算VDS1(饱和)，并用vOUT(最小)来确定VDS2(饱和)。求解 VDS1(饱和)得：VDS 1 (饱和)＝2I 2 × 150 = = 0.8V K N '(W 1/ L1) 110 × 4.26用 1.5V减去这个值得VDS2(饱和)＝0.7V。因此，W2/L2 为：40W2 2I 2 ×150 = ＝ = 5.57 2 L 2 K N 'VDS 2 (饱和) 110 × 0.7 2最后，用设计图左下角的关系式给出VGG2 的值：VGG 2 = VDS 1 (饱和) +2I + VTN = 0.8V + 0.7V + 0.7V = 2.2V K N '(W 2 / L 2)这个例子说明改变各个管的W/L可以得到 2.5V的输出电压范围且使所有管子都工 作在饱和区。共源共栅放大器给了设计者比反相放大器更多的对小信号性能的控制能力。 另外，单级共源共栅电路可以在恰当地确定主极点的情况下提供非常高的电压增益。 （2）网表 EX5.1 m1 m2 m3 m4 ibias *rset cl vdd vgg *vref vi1 1 .op *.tran 1ms 30ms .ac DEC 10 1 .print vdb(4) .MODEL NMOSl NMOS VTO=0.70 KP=110U GAMMA=0.4 LAMBDA=0.04 PHI=0.7 +MJ=0.5 MJSW=0.38 CGBO=700P CGSO=220P CGDO=220P CJ=770U CJSW=380P +LD=0.016U TOX=14N .MODEL PMOSl PMOS VTO=-0.7 KP=50U GAMMA=0.57 LAMBDA=0.05 PHI=0.8 +MJ=0.5 MJSW=0.35 CGBO=700P CGSO=220P CGDO=220P CJ=560U CJSW=350P +LD=0.014U TOX=14N .END （3）仿真结果 10MEG 0 4 6 3 5 DC 0 0 0 1.5 5 a Cascode Amplifier 2 4 4 5 6 5 0 5 dc 2.2 dc 3.3 ac 1 3 1 0 2 5 6 6 0 2 6 NMOSl NMOSl PMOSl l= 1u l= 1u l= 1u w=4.26u w=5.57u w=6u .option post=2 numdgt=7 tnom=27PMOSll= 1uw=6u5 0 dc 150u 0 11.33k ??? 10pf41图 5-5 共源共栅放大器仿真输出42第 6 章 源级跟随电路分析与设计反相器、差分放大器和共源共栅放大器的共同特点是输出电阻大，但当负载是由一个 小电阻和大电容组成时，就不希望输出电阻太大。要在小的负载电阻上取得较大的输出电 压摆幅，就要求很大的电流。一个大负载电容也要求很大的输出电流来提供所需的充电电 流，才能满足瞬态响应的要求。为了在稳态或瞬态偏压下提供足够的输出电流，就必须采 用低阻输出级。 输出放大器的主要目的是有效的将信号提供给输出负载。输出负载可由电阻、电容或 二者并联构成。一般来说，输出电阻较小，在 50～1000Ω范围内；输出电容较大，在 5～ 1000pF范围内。输出放大器应该有能力给这些负载提供足够的信号（电压、电流或功率） 。 输出放大器驱动低负载电阻主要需要有一个小于等于负载电阻的小信号输出电阻。驱动大 电容的输出放大器主要需要有能力输出一个大的源或漏电流。驱动大电容的放大器不需要 低的输出电阻。 CMOS输出级的基本作用是电流变换。大部分输出级都具有高电流增益和低电压增益， 对一个输出级的特定要求有： （1）以电压或电流的形式提供足够的输出功率， （2）防止信 号失真， （3）高效率， （4）对异常状态（短路、过热等等）提供保护。由于信号摆幅很大， 并且在小信号放大器中一般不会遇到的非线性问题变得重要了，故而有第二项要求。第三 项要求是要使驱动晶体管上的功耗比负载上的功耗小得多。对第四项要求，CMOS输出级通 常都可以满足，这是由于CMOS器件本身的自我限制特性造成的。6.1 源极跟随缓冲级(a)(b)图 6-1 (a)源极跟随器的电路结构和(b)电压传输曲线43（1）输出电压摆幅vOUT (min) ? VSS ? VON 2 (如 RL 较大) 或者 vOUT (min) ? ? I Q R L (如 RL 较小) vOUT (max) ? VSS ? VON 1 (如果 v IN & V DD ) 或者 vOUT (max) ? VDD ? VGS1如果考虑衬底效应：VT 1 = VT 01 + γ[ 2 φF ? vBS? 2 φF ≈ VT 01 + γ v SB = VT 01 + γ vOUT (max) ? VSS]∴VOUT (max)? VSS ≈ VDD ? VSS ?VON1 ?VT1 = VDD ? VSS ? VON1 ? VT 01 + γ 1 vOUT (max)?VSS定义 那么vOUT (max) ? VSS = vOUT ' (max)VOUT ' (max) + γ 1 vOUT ' (max) ? (VDD ? VSS ? VON 1 ? VT 01 ) = 0解得vOUT ' (max)≈γ 12 γ 14 ? 4γ 12 + 4(VDD ? VSS ? VON1 ? VT 01) +γ 12 + 4(VDD ? VSS ? VON1 ? VT 01)4如果 V DD = 2.5V ， 那么γ N = 0.4V 1 / 2 ， VTN 1 = 0.7V ， 并且 VON 1 = 0.2V ，' vOUT (max) = 3.661V 、 vOUT (max) = 3.661-2.5 = 0.8661V（2）输出最大电流 假定晶体管处于饱和状态，并且V DD = ?VSS = 2.5V ， 那么I OUT ( sourcing ) =假设K1 'W1 2 L1[VDD ? vOUT ? VT 1 ]2 ? I Qv IN = v DD . vOUT = 0V ， 那么 VT 1 = 1.08V ? I OUT = 1.11mA .然而， 随着如果W1/L1 =10 、vOUT 升高于到 0V以上时， 电流快速下降。（3）效率 假设输入信号能使输出达到等于电源最大情况，如图44那么iD =β2(v IN ? vOUTvOUT RI? VT )2iD = I Q ?得效率PRL PSupplyvOUT ( peak ) 2 RL = = (VDD ? VSS ) I Q2(VDDvOUT ( peak ) 2 RL ? V ? VSS ? VSS )? DD ? 2R L ?2? ? ? ?=(vOUT ( peak ) 2 ) VDD ? VSS当vOUT ( peak ) = V DD = VSS时效率最大 25%.6.2 小信号分析图 6-1 源极跟随器的电路小信号模型(a)和简化的小信号模型（b）45(1)电压放大倍数Vout g m1 g m1 g m1 RL = ? ? Vin g ds1 + g ds 2 + g m1 + g mbs1 + G L g m1 + g mbs1 + G L 1 + g m1 R L（2）输出阻抗Rout =1 g m1 + g mbs1 + g ds1 + g ds 2对电流漏负载，Rout = 830Ω。这个输出阻抗的数量级在一般MOSFET电路中已是足够 小了，除非使用并联负反馈。 一般， 数g s1 大约为 g m1 的 1/10～1/5。而且，晶体管输出导纳 g ds1 和 g ds 2 应为体效应参g s1 的 1/10。所以，可以看到体效应参数是引起增益小于 1 的主要误差源。还要注意：例：考虑如图所示的源极跟随器，其中，所有的晶体管W/L＝100um/1.6um。假设在低频下这一级完全是单边的。换句话说，没有信号从输出端流到输入端。unCox=90uA/V ， upCox=30uA/V2， Ibias＝100uA， 解：gm1 的值由下式得出 gm1＝[2unCox(W/L)ID1] =1.06mA/V 同时 Rds1= Rds2=/0.1=128kΩ 体效应参数方程，即1/22γ n = 0.5V 1 / 2 ，rds-n=[8000L(um)]/[ID(mA)]。这一级的增益是多少？g s1 =γg m2 VSB + 2φ F VSB 。但是，这个电压要依赖应用 VSB ≈ 2V 。这在一定程度为了计算这个参数，我们需要知道源极－主体电压情况，不能事先准确知道。这里我们假设使用的是 5V的电源，上有些武断，但是这是在没有更多细节的情况下能使用的最好方法。因此有g s1 =所以有0.5 g m 2 2 + 0.7= 0.15 g m = 0.16mA / VVout g m1 1.06 = = = 0.86V / V Vin g ds1 + g ds 2 + g m1 + g s1 1.06 + 0.16 + 1 / 128 + 1 / 12846注意：正如前面提到的，这个结果小于 1 这么多主要是因为体效应参数 体效应，增益应约为 0.99V/V。 （3）频率响应g s 。如果没有(g m1 + sC1 ) Vout (s ) = Vin (s ) g ds1 + g ds 2 + g m1 + g mbs1 + G L + s(C1 + C 2 )这儿C1 = 输入和输出端间电容＝C GS1C 2 = C bs1 + C bd 2 + C gd 2 (或C gs 2 ) + C L z=? g m1 C1 p≈?和g }