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双向DC-DC变换器设计报告 电赛A题,电源类
双向DC-DC变换器（A题）设计报告摘要本设计以双向半桥电路为主拓扑结构，以单片机最小系统板为控制核心，协调各个模块工作以实现题设功能。电路分为主电路拓扑模块、控制模块、PWM控制信号驱动模块、辅助电源模块、电压电流采样模块。主电路采用双向半桥电路；控制模块使用单片机STM32F103ZET6的PWM输出端口产生PWM信号，PWM信号IR2109模块产生互补的PWM驱动电平，通过其内部A/D端口采集电压、电流信号，通过程序PID算法进行控制；电压信号经分压采样送入单片机，电流采样模块通过滤波差分放大芯片INA270将电流信号转换为电压信号，处理之后送与单片机，实现过充保护功能。按键控制整个系统的充放电模式改变。
关键词：双向电路；STM32F103ZET6；IR2109驱动；PWM信号；采样模块
目& & 录摘& & 要1&&方案论证1.1&&双向DC-DC变换电路方案1.2&&PWM控制信号产生方案2&&电路与程序设计2.1&&硬件电路2.2&&双向DC-DC主回路2.3&&测控部分2.4&&辅助供电模块2.5&&控制程序2.5.1&&控制方法2.6&&其他发挥项与创新点3&&理论分析与计算3.1&&参数计算3.2&&提高效率的方法4&&测试方案与测试结果4.1&&测试条件4.2&&测试结果及分析4.2.1&&测试结果4.2.2&&结果分析5&&比赛感想结& & 论参考文献附件A&&详细参数测试结果附件B&&完整电路原理图附件C&&作品照片
1 方案论证本设计制作用于电池储能装置的双向 DC-DC 变换器，实现电池的充放电功能，功能由按键设定，亦可自动转换。系统结构如图1所示，电池组由五节18650型，容量2000mAh的锂离子电池串联组成。辅助电源是用LM2596芯片作为主控芯片的开关电源，测控电路是由STM32F103ZET6单片机最小系统板为核心的控制电路。双向DC-DC变换电路由双向半桥电路作为主拓扑结构，通过控制电路完成充放电双过程。
图1.1 电池储能装置结构框图 1.1&&双向DC-DC变换电路方案根据要求，初步得到以下四种可行的DC-DC变换电路方案。（1）boost-buck双向电路boost-buck双向电路为非隔离电路，原理图如图1.1，较为常见，双向皆可实现电压升降压，使用器件少，原理简单，器开关管与续流二极管承受的电压应力皆为输入电压与输出电压之和，但电流应力较小。
图1.1&&boost-buck双向电路（2）分离的buck恒流源和boost恒压源以buck电路为主拓扑的恒流源与以boost电路为主拓扑的恒压源并联，组成双向电源，两个模块原理都较为简单，但输出电压受到主拓扑的限制，不能实现双向升降压。两个电路模块完全分离，电路调试简单，但不利于电路模块之间的自动切换。（3）双向半桥变换器双向半桥变换器为非隔离电路，主电路如图1.2，但单向只能实现升压或降压，电压转换范围较小，电路原理简单，电压应力和电流应力较小。
图1.2&&双向半桥变换器
（4）双向全桥变换器双向全桥变换器为隔离变换器，主电路如图1.3，电路较为复杂，输入和输出实现电气隔离，电压转换范围大，可实现大功率双向供电，元件电压应力较小，元器件较多，器件功耗较大。
图1.3&&双向全桥变换器
比较上述始终方案，根据题目要求，传输功率较小，效率要求较高，我们采取非隔离电路；为了方便实现充放电模式的自动转换，我们采取非分离的电路；在锂电池充电过程是降压过程，而在电池放电是为升压的过程，因此，我们选择的方案为元器件电压应力和电流应力都较小的双向半桥变换器。1.2&&PWM控制信号产生方案双向DC-DC变换器的需要PWM作为控制信号驱动开关管，并通过调节PWM的输出达到控制电路功能的目的。通过讨论，共得到两种PWM的产生方案。（1）硬件调制产生可使用开关电源控制芯片产生PWM作为控制信号，只需要对控制信号进行采样反馈，与基准源比较，产生调制信号，调制信号与锯齿波比较，产生PWM对主电路进行控制。这种方案控制电路的逻辑单一，单个控制芯片难以同时控制充放电模式，难以同时作为恒流源和恒压源的控制核心。（2）数字控制产生直接数字控制产生PWM控制信号的方案，通过单片机直接产生PWM信号，通过软件的方法实现，便于提高PWM信号的质量，易于进行补偿。同时由于PWM信号的调制和产生在单片机内部通过软件实现，硬件电路得到简化。同时，单片机能进行更复杂的逻辑运算，可较为翻遍地实现更复杂的功能。通过比较上述两种方案，我们采用第二种方案，来方便、快捷的产生PWM信号。它没有模拟电路的温漂，干扰等问题，通过软件控制可以实现较高的精度，同时系统的升级改造也很简单，便于扩展。
2 电路与程序设计2.1 硬件电路本作品硬件电路总体框图如图2.1所示。
图2.1&&硬件电路总体框图 2.2 双向DC-DC主回路双向DC-DC主回路采用双向半桥变换器，原理图如图2.2所示。
图2.2 双向DC-DC主回路
双向半桥变换器正向工作时，开关管S1开关工作，S2截止，此时电路即为boost升压电路，如图2.3,；反向工作时，开关管S2开关工作，S1截止，此时电路即为buck降压电路，如图2.4。
图2.3&&双向半桥变换器正向等效电路
图2.4&&双向半桥变换器反向等效电路
本设计中最大电压为36V，锂电池最大电压为24V，最大充电电压为2A，考虑到电压电流余量以及管子的通态阻抗，我们选用耐压100V，通态电阻为0.044欧，额定电流为33A的N沟道MOSFET IRF540。MOSFET的控制信号由单片机产生，不能直接驱动MOSFET，采用半桥驱动芯片IR2109作为其驱动芯片，产生互补且夹有死区时间的PWM分别来驱动主电路的上下开关管。IR2109驱动电路如图2.5所示。
图2.5&&IR2109驱动电路SD为芯片使能端，可控制IR2019输出端PWM的输出，逻辑如图2.6
图2.7&&IR2019逻辑图2.3 测控部分本设计中充电过程为恒流模式，需要对输出电流进行采样，为了减少采样的干扰，本次设计采用上路采样，电流采样电阻取0.1欧姆，使用电流采样芯片IN270对采样信号进行处理，电路图如图2.7所示。其中P5两引脚接采样电阻两端。经过INA270电流采样处理电路后，P2处输出的电压值为采样电阻两端电压值的14倍，以供单片机检测。
图2.7 IN270采样电路使用STM32内部集成的16位高精度的ADC进行采样，通过滤波算法进行数字滤波，使得采样更精准，程序如下
u16 Get_Adc(u8 ch)&&
& && && && &&&ADC_RegularChannelConfig(ADC1,ch,1,ADC_SampleTime_28Cycles5);
& && && && &&&ADC_SoftwareStartConvCmd(ADC1, ENABLE);& && && && &
& && && && &&&while(!ADC_GetFlagStatus(ADC1, ADC_FLAG_EOC ));
& && && && &&&return ADC_GetConversionValue(ADC1);
u16 ADC_filter(u8 ch)
char count,i,j;
u16 value_buf[N];
int sum=0;
for (count=0;count&n;count++)
value_buf[count] = Get_Adc(ch);
//delay_us(5);
for (j=0;j&n-1;j++)
& && && && && && && && && & for (i=0;i&n-j;i++)
& && && && && && && && && & {
& && && && && && && && && && && && && && && && && && &&&if ( value_buf[i]&value_buf[i+1] )
& && && && && && && && && && && && && && && && && && &&&{
& && && && && && && && && && && && && && && && && && &&&temp = value_buf[i];
& && && && && && && && && && && && && && && && && && &&&value_buf[i] = value_buf[i+1];
& && && && && && && && && && && && && && && && && && &&&value_buf[i+1] =
& && && && && && && && && && && && && && && && && && &&&}
& && && && && && && && && & }
for(count=30;count&n-30;count++)
sum += value_buf[count];
return (u16)(sum/(N-60));
2.4&&辅助供电模块根据题目要求，辅助供电模块可以从220V市电或给定的电源箱经过变换得到。考虑电路的整体重量以及硬件其他电路的电源要求，最终选择使用LM2596系列芯片构成电路实现5V与12V的辅助电源。LM2596降压模块（5V）基本原理图如图2.8所示。12V辅助供电模块与之类似。
图2.8&&LM2596辅助供电模块（5V）
2.5 控制程序双向DC-DC变换器对于模式切换和控制的要求很高，所以整体系统的控制由模拟电路来做难度很大，因此采用单片机控制的方式，让单片机检测电流电压信息，并输出不同占空比的PWM来驱动拓扑电路工作，并且实现自动切换模式。程序运行时，首先进入充电模式，之后进行电路软起动保护，检测电池是否接入。之后检测按键切换模式。一共有三种模式:充电模式、放电模式和自动切换模式。充电模式下控制电池充电，显示充电电流，充电电压和电池电量，按键调节充电电流。放电模式下显示放电电压，并且控制放电电压为30V。自动设置模式的控制量为输出端电压，并且自动判断是充电模式或者放电模式。中断函数中在不断检测电流电压信息。将信息通过PID算法计算成输出量，用输出量调节PWM占空比。并且不断判断是否过充保护，控制电路及时关断，保护电池。
图2.9 控制程序框图 2.5.1&&控制方法在过程控制中，按偏差的比例（P）、积分（I）和微分（D）进行控制的PID控制器（亦称PID调节器）是应用最为广泛的一种自动控制器。它具有原理简单，易于实现，适用面广，控制参数相互独立，参数的选定比较简单等优点。开关电源设计最重要的参数是稳定度和精确度，所以采用增量型的PID控制算法。增量式PID算法源码如下:
float PI_Calc(PI *p,float nextpoint)& && && && &&&
&&float Error,U_& && && && && && && && & //误差和反馈值
u16 i=0;& && && && && && && && && && && && &
&&Error=p-&Setpoint-& && && && && &&&//实际误差
&&if(p-&SumError&p-&Dead_error)& && && && &&&//限制积分误差
&&p-&SumError=p-&Dead_
&&U_error=p-&Kp*Error+p-&I*p-&SumE& && &//计算反馈值
p-&SumError=p-&SumError-p-&Errors[9]+E&&//计算误差积分
&&while(i&9)
&&{p-&Errors[i+1]=p-&Errors[i];i++;}& && && && &//更新误差队列
&&p-&Errors[0]=E
return U_& && && && && && && && && & // 返回PI值
2.6&&其他发挥项与创新点（1）在双向电源进行充放电的过程中，皆有软启动保护，避免电路中的涌浪电流对电池或者负载造成损坏。（2）在充放电过程中皆可显示电池电量百分比，方便用户了解电池的状态。（3）在放电过程中，输出电压能以步进1V进行调节。
3 理论分析与计算3.1&&参数计算双向半桥转换器电感量计算公式为
根据电路相关要求，计算得到电感值约为100μH。选用T124-26铁粉芯作为磁环，Al为58nH/N，匝数计算公式为
带入参数计算得N为41匝。在高频的线路中，导线中会产生趋肤效应，趋肤深度计算公式为
计算得pb为0.38mm，本设计取0.5mm的铜线。本作品最大电流为2.4A，电感导线电流密度一般取2.5~3A/mm2,本设计取电流密度为3A/mm2，则导线有效面积为0.8mm2，则取4股铜线并绕。双向半桥转换器电容计算公式为
但由式3.2计算得到的最小电容值一般过小。本设计中取主电路输入输出电容值均为1000μF。在选择采样电阻时需要考虑最终单片机的采样电压需小于3.3V。采样电路中将采样电阻两端的电压放大14倍。综合考虑各种因素，最终电流采样电阻取0.1Ω。3.2&&提高效率的方法本系统的损耗主要在开关器件的损耗，以及滤波电感电容损耗。因此提高效率的重点在于减小这两处器件的损耗。在设计中采取了以下措施来提高效率，使得最终测试的DC－DC变换器的效率达到90%以上。使用MOSFET管来替代续流二极管，两路PWM同时控制两个MOS管开通关断，实现续流的功能，开关器件选用低通态电阻的MOSFET，减小通态损耗。滤波电感采用4股0.5mm的铜线绕制，降低电流密度以减小铜损耗。工作磁通设置到较低的值，减小磁芯的涡流和磁滞损耗。
4 测试方案与测试结果4.1 测试条件测试设备：示波器& && && && && && && && && && && && && && && && && && &&&TDS1002 60M多功能万用表& && && && && && && && && & HIOKI DT4211直流稳压电源& && && && && && && && && & TPR3005-2D锂离子电池& && && && && && && && && & 18650型、容量mAh大功率电阻& && && && && && && && && & 30Ω，50W,精度5%& && && && && && && && && && && && && && && && && && && && && && && & 5Ω，25W，精度5%4.2 测试结果及分析4.2.1 测试结果（具体测试参数见附页）充电模式中，能对电充电流进行0.05A的步进调节，并在要求精度之内，调整输入电压，充电电流变化率不超过1%，并带有过充保护功能。在放电过程中，能保持输出电压稳定在30±0.1V。在充放电过程中，该双向电源效率皆达到95%以上。本设计满足了全部的设计要求，系统性能良好。4.2.2&&结果分析由于采用PID算法作为电路的控制核心，同时在采样时加上滤波算法，使得电流精度较高，采用同步整流的主拓扑结构，使得电路的效率较高。以STM32作为控制核心，较为简单地实现充放电的自动转换和发挥部分的设计。5&&比赛感想在本次的全国大学生电子设计大赛中，我们队伍取得了较为优异的成绩，比赛的准备和进行的过程是艰苦的，但同伴的支持让我们不断地克服困难，一直前进。在本次比赛过程，我们选取了较好的设计方案，使得整个设计过程进行的较为顺利，同时，我们每个队员有明确的分工，在加上队员们在平时的积累，以至于当我们遇到问题时，能够较快地解决问题。但本次的设计中仍有不足之处，本作品输出的纹波电压较大，原因是，我们采用同步整流的方法来提高效率，使用IR2109作为驱动，但IR2109芯片的输出死区时间不可调，以至于控制主电路的两路PWM的死区时间不足，产生了较大的输出纹波，我们可以采用优化后的驱动芯片IR21094来作为驱动，增大死区时间，减小纹波电压。但由于准备的不够充分，在有限的时间内没能解决该问题。在今后的比赛，比赛前需要做好充分的准备，准备好可能使用到的元器件。通过本次的比赛，让我们明白，要更注重平时的积累，在平时的学习过程中就要严格的要求自己，这样才能完成优秀的设计，同时要扩展自己的学习面，这样才能从容的应对多变的题目。最后，感谢学长平时对我们的指导，感谢实验室的同伴共同营造了优良的学习氛围，还要感谢老师对我们科创学习的支持。
结& & 论本设计根据大赛题目功能要求，选择双向半桥变换器作为主拓扑，STM32 F103ZET6单片机进行控制，实现了题目要求的各项功能并达到了相应的精度。在方案确定时，队员进行了反复的理论分析以确保电路可以实现要求的所有功能。同时，通过电路的设计和单片机程序控制尽量减小测量和控制的误差，以保证精度。并且通过硬件与软件的设计最大的减小能量损耗，提升整体效率，使之高于题目要求的指标。本设计不仅满足了题目要求的功能，并且实现了几项发挥功能，在实际便携设备的运用中有很大的作用。在规定的数十个小时中，我们完成了电路的设计，调试及设计报告。在设计和调试过程中，我们遇到了许多的问题和困难，但最终都得以解决，得到较为理想的效果。这得益于队员努力与合作。
参考文献[1] Abraham I.pressman等著，王志强等译.开关电源设计(第三版).北京：电子工业出版社，2010.[2] 长谷川彰,何希才.开关稳压电源的设计与应用.北京：科学出版社，2014.[3] 刘火良，杨森.单片机与嵌入式：STM32库开发实战指南.北京：机械工业出版社，2013.[4] 肖华锋.基于电流源型半桥拓扑的双向直流变换器技术研究.南京：南京航空航天大学.2007.[5] 邹一照.一种基于同步整流技术的降压DC-DC转换器设计.南京：东南大学，2006.[6] 康光华.电子技术基础(模拟部分)(第五版).北京：高等教育出版社，2006.[7] 韩敏，潘学军，席剑辉.自动控制原理.北京：人民邮电出版社，2015.
附件A&&详细参数测试结果（1）U2=30V条件下，实现对电池恒流充电。充电电流I1从1A以步进0.5A提升到2A电流设定值实际电流电流控制精度1.00A1.003A0.30%1.05A1.052A0.19%1.10A1.107A0.64%1.15A1.158A0.70%1.20A1.209A0.75%1.25A1.261A0.88%1.30A1.312A0.92%1.35A1.361A0.81%1.40A1.412A0.86%1.45A1.461A0.76%1.50A1.512A0.80%1.55A1.561A0.71%1.60A1.614A0.61%1.65A1.660A0.61%1.70A1.712A0.70%1.75A1.761A0.63%1.80A1.811A0.61%1.85A1.862A0.64%1.90A1.912A0.63%1.95A1.961A0.56%2.00A2.016A0.80%
电流控制精度最大为0.92%，小于设计要求0.5%。（2）设定I1=2A，调整直流稳压电源输出电压，使U2从24V提升到36V，记录充电电流U2I124V2.018A30V2.000A36V2.002A
电流调整率为0.8%，小于设计要求1%。（3）设定I1=2A，在U2=30V条件下，测量电路的效率I1U1I2U2效率2.009A20.5V1.481A29.96V96.9%
充电效率为96.9%，小于设计要求90%。（4）测量并显示充电电流I1，在I1=1~2A范围内测量精度不低于2%。I1实际值I1测量值测量精度1.0A0.999A0.10%1.2A1.198A0.17%1.4A1.402A0.14%1.6A1.603A0.19%1.8A1.797A0.17%2.0A2.001A0.05%
测量精度最大误差0.19%，小于设计要求2%。（5）具有过充保护功能：设定I1=2A，当U1超过阈值U1th时，停止充电，测量U1thI1U1th2A24.1V
阈值电压为24.1V，符合设计要求24±0.5V。（6）断开S1、接通S2，将装置设定为放电模式，记录U2，计算此时变换器效率。U2I2U1I1效率30.05V1.008A18.1V1.731A96.7%
放电效率为96.7%，小于设计要求95%。（7）接通S1、S2，断开S3，调整直流稳压电源输出电压，使Us在32~38V范围内变化时，观察DC-DC电路工作模式以及U2的变化。UsU2工作模式32V30.22V放电模式34V30.10V放电模式36V30.00V充电模式38V29.80V充电模式
电压最大误差为0.22V，小于设计要求0.5V。（8）双向DC-DC变换器、测控电路与辅助电源三部分的总重量为247g，小于设计要求500g。附件B 完整电路原理图
附件C&&作品照片
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2015年电子设计大赛A题，电源类
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里面是相关论文
很不错，感谢感谢楼主
您好！请问你发布的“双向DC-DC变换器（A题）设计报告”是你设计的吗？能否交流一下？
好好学习下相关内容，现在正在做这方面的事情
Powered by在电力系统中使用dc/dc变换器，变换器两端的功率会大幅变化么？（本人小白，请懂的人指教，描述的可_百度知道
在电力系统中使用dc/dc变换器，变换器两端的功率会大幅变化么？（本人小白，请懂的人指教，描述的可
在电力系统中使用dc/dc变换器，变换器两端的功率会大幅变化么？（本人小白，请懂的人指教，描述的可能不够专业）
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dc/dc变换器你可以理解为直流变压器，只起到电压和电流的变换，两边功率只相差一个变换器损耗，额定负载时相差不大，效率一般90%以上
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DC变换器是如何实现升压的..？希望能用通俗一点的话说明。本人比较笨~~~&可以解释下个器件作用;DC变换器的基本原理。DC&#47DC&#47
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2 　　第二阶段 　　在第二阶段，C1和C2并联，连接在VIN和VOUT之间。 　　VOUT=VIN+VIN/2=1.5VIN3. 效率　　电荷泵的效率是根据电荷泵的升压模式，因为它对电压要求较高。5. 电荷泵选用要点　　选用电荷泵时考虑以下几个要素。相反，可以通过加大硅片的尺寸或并行连接分离器件来降低MOSFET的导通电阻RDS(ON)。因此，在给定的电流下，通过可控开关（MOSFET等）进行高频开关的动作，将输入的电能储存在电容（感）里，当开关断开时； 　　· 噪音要小. 电感式DC/DC1. 工作原理（BUCK）2，可以降低纹波电流和磁芯磁滞损耗。但电感值的增大，电感尺寸也相应的增大，电流变化速度也减慢。 　　为了避免电感饱和，电感的额定电流值应该是转换器最大输出电流值与电感纹波电流之和。 　　电感的直流电阻(RDC)，取决于所采用的材料或贴片电感器的构造类型，在室温条件下通过简单的电阻测量即可获得。RDC的大小直接影响线圈的温度上升。因此，应当避免长时间超过电流额定值。 　　线圈的总耗损包括RDC中的耗损和下列与频率相关联的耗损分量：磁芯材料损耗(磁滞损耗、涡流损耗)；趋肤效应造成的导体中的其他耗损(高频电流位移)；相邻绕组的磁场损耗(邻近效应)；辐射损耗。 　　将上述所有耗损分量组合在一起构成串联耗损电阻(Rs)。耗损电阻主要用于定义电感器的品质。然而，我们无法用数学方法确定Rs，一般采用阻抗分析仪在整个频率范围内对电感器进行测量。 　　电感线圈电抗(XL)与总电阻(Rs)之比称为品质因素Q，参见公式(2)。品质因素被定义为电感器的品质参数。损耗越高，电感器作为储能元件的品质就越低。 　　品质—频率图可以帮助选择针对特定应用的最佳电感器结构。如测量结果图2所示，可以将损耗最低(Q值最高)的工作范围定义为一直延伸到品质拐点。如果在更高的频率使用电感器，损耗会剧增(Q降低)。 　　良好设计的电感器效率降低微乎其微。不同的磁芯材料和形状可以相应改变电感器的大小/电流和价格/电流关系。采用铁氧体材料的屏蔽电感器尺寸较小，而且不辐射太多能量。选择何种电感器往往取决于价格与尺寸要求以及相应的辐射场/EMI要求。5. 输入电容的选择　　因为buck有跳跃的输入电流，需要低ESR的输入电容，实现最好的输入电压滤波。输入电容值必须足够大，来稳定重负载时的输入电压。如果用陶瓷输出电容，电容RMS纹波电容范围应该满足应用需求。 　　陶瓷电容具有低ESR值，表现出良好的特性。并且与钽电容相比，陶瓷电容对瞬时电压不敏感。6. 输出电容的选择　　输出电容器的有效串联电阻(ESR)和电感器值会直接影响输出纹波电压。利用电感器纹波电流((IL)和输出电容器的ESR可以简单地估测输出纹波电压。 　　输出电压纹波是由输出电容的ESR引起的电压值，和由输出电容冲放电引起的电压纹波之和 　　有些厂家的DC/DC产品的内部由补偿环路，以实现最佳的瞬态响应和环路稳定性。当然，内部补偿能够理想地支持一系列工作条件，而且能够敏感地响应输出电容器参数变化。7. BOOST 与 BUCK的拓扑结构　　如上图，BOOST 与 BUCK电路结构不一样, Boost 电路是电感在输入电源与升压整流管之间, 开关管接电源地. BUCK 是电感在开关管与出电源之间,续流二级管反向接开关管与电源地，故称之为同步整流。 　　当输出电压降低时，二极管的正向电压的影响很重要.5x mode为例讲解. 整流二极管的选择　　该二极管必须具有与输出电压相等或更大的反向额定电压。其平均额定电流必须比所期望的最大负载电流大得多。其正向电压降必须很低。电荷泵消除了电感器和变压器所带有的磁场和电磁干扰。1. 工作原理　　电荷泵是通过外部一个快速充电电容（Flying Capacitor），内部以一定的频率进行开关，电荷泵经常被用作白光LED驱动； 　　· 按装成本低，包括周边电路少占PCB板面积小，走线少而简单，要求栅极电压必须与被整流电压的相位保持同步才能完成整流功能。 　　由公式可以得出： 　　（1） 开关频率越高，所需的电感值就可以减小； 　　（2） 电感值增大。一种为电荷泵（Charge Pump）。电感器当然必须能够在不造成磁芯饱和(意味着电感损失)情况下处理峰值开关电流. 倍压模式如何产生　　以1;DC转换器目录一. 电荷泵1. 工作原理2，以避免二极管导通时有过大的损耗，经过误差放大器A，来控制充电电容的充电时间和充电电压，从而达到稳定值。 　　电荷泵可以依据电池电压输入不断改变其输出电压。例如;DC的效率越高. 效率4. 电荷泵应用5. 电荷泵选用要点二. 电感式DC&#47。它们的拓扑结构不同。反应速度越快，DC&#47. 电荷泵应用　　在我们的设计中，一般使用得输出电压在十几伏，一种为电感储能DC-DC转换器。1，还可以进行反压输出;放电，最后达到稳定电压&#47,R2分压得到电压V2，与基准电压VREF做比较。此外，因为MOSFET工作于高频开关模式，所以需要二极管具有从导通状态到非导通状态时，很快恢复. 电感器的选择5. 输入电容的选择6. 输出电容的选择7. BOOST 与 BUCK的拓扑结构展开 　　DC/DC是开关电源芯片。 　　开关电源，指利用电容、电感的储能的特性. 电感器的选择5. 输入电容的选择6. 输出电容的选择7. BOOST 与 BUCK的拓扑结构一. 电荷泵 1，较高的VIN或VOUT也会增加纹波电流. 整流二极管的选择3. 同步整流技术4，使用一个MOSFET来替代二极管可以获得比二极管小很多的电压降. 工作原理（BUCK）　　上图降压转换器最基本的电路：是利用MOSFET开关闭合时在电感器中储能，并产生电流。当开关断开时。这两个MOSFET必须以互补的模式驱动。电感过大将要求使用大得多的电感器，而电感太小将引起更大的开关电流，特别在输出电容器中，而这又要求更大的电容器。 　　电感值的选择取决于期望的纹波电流。如等式1所示，可以分为boost（输出电压远高于输入电压）和buck（输出电压低于输入电压），电能再释放给负载，提供能量;DC　　它是通过电感不断的储能&#47。一般建议纹波电流应低于平均电感电流的20%。2. 倍压模式如何产生3. 效率4； 　　· 封装尺寸小是手持产品普遍要求. 整流二极管的选择3. 同步整流技术4。同步FET工作在第三象限，因为电流从源极流到漏极。4. 电感器的选择　　随着开关的打开和闭合，升压电感器会经历电流纹波，贮存的电感器能量通过二极管输出给负载。 输出电压值与占空比（开关开启时间与整个开关周期之间的比 ）有关。2，也可以作为降压使用，以避免同时导通，在它们的导通间隙之间有一个很小的死区时间（dead time）. 电荷泵应用5，一般在手机中应用于并联LCD背光驱动芯片。而串联背光驱动芯片则应选择电感式的DC/DC，并且和输入电压一起。4，此时负载电荷泵仅仅是将输入电压传输到负载中：电压转换分两个阶段完成，它在1。输入电压越小，效率越高。本文详细讲解了这两种DC/DC产品的相关知识。编辑本段一. 电荷泵　　电荷泵为容性储能DC-DC产品，可以进行升压，以保证输出电压的稳定，如上图Vout ，输入电压和输出电压所决定，如果是以2倍压模式进行升压，那么它的效率为Vout/2Vin。 　　在同步降压转换器中，通过用两个低端的MOSFET来替换肖特基二极管可以提高效率（图1b），经R1，它将降低转换器的效率。物理特性的极限使二极管的正向电压降难以降低到0.3V以下. 电荷泵选用要点二。其输出的功率或电压的能力与占空比（由开关导通时间与整个开关的周期的比值）有关。开关电源可以用于升压和降压。 　　我们常用的DC-DC产品有两种，电荷泵不会因工作在满负荷状态而发烫。而当电池的电压较高时，电荷泵则在1X模式下运行;DC变换器的效率。功率MOSFET属于电压控制型器件，它在导通时的伏安特性呈线性关系。用功率MOSFET做整流器时.5X或1X的模式下都可以运行。当电池的输入电压较低时，电荷泵可以产生一个相当于输入电压的1，进行升压（或者降压）转换。最后以恒压输出。 　　在芯片内部有负反馈电路。 　　肖特基二极管(而非传统的超快速二极管)具有更低的正向电压降和极佳的反向恢复特性。3. 同步整流技术　　同步整流是采用通态电阻极低的专用功率MOSFET，来取代整流二极管以降低整流损耗的一项新技术。它能大大提高DC/DC 1. 工作原理（BUCK）2： 　　· 转换效率要高 　　· 静态电流要小，可以更省电； 　　· 输入电压要低，尽可能利用电池的潜能。 　　Buck 用于多媒体协处理器的核电压。 　　Boost一般用于lcd串联背光驱动以及oled驱动.5倍的输出电压； 　　· 功能集成度要高，提高单位面积的使用效率，使手机设计的更小巧； 　　· 足够的输出调整能力， C1和C2串联。假设C1=C2，则电容充电直到电容电压等于输入电压的一半 　　VC1+-VC1-=VC2+-VC2-=VIN/电流输出的转换器。根据输出电压与输出电压的高低比较DC&#47，对电容进行充电. 工作原理2. 倍压模式如何产生3； 　　· 具有关闭控制端，可在长时间待机状态下关闭电荷泵，使供电电流消耗近乎为0。编辑本段二. 电感式DC&#47，对手机的整体电路无干扰。 　　第一阶段 　　在第一阶段。这样就在输入电压较高的时候降低了输入电流和功率损耗
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